光電倍增管高壓電源設計

摘 要:介紹了一種基于脈寬調制( PWM) 技術的高電壓、低電流穩壓電源，主要用于光電倍增管等光電探測器的高壓偏置源。采用集成電路控制方案，由PWM集成控制器SG3524產生脈寬可調制的矩形波控制信號，選用自制的高頻變壓器實現脈沖升壓，通過倍壓整流方式實現直流高壓輸出。經過實驗測試，當輸出高壓為1 200 V時，輸出電壓穩定度高，紋波系數小于1%。該電源的性能穩定可靠，可用作多種便攜式探測設備中的高壓偏置源。

關鍵詞:開關電源;脈寬調制;倍壓整流;變壓器;光電倍增管

中圖分類號:TN86文獻標識碼:B

文章編號:1004-373X(2010)02-201-04

Design of High_voltage Power Supply in Photomultiplier

XIA Jiangtao，FANG Runchen，YUAN Changbin

(College of Electronic Information Engineering，Nanjing University of Information Science Technology，Nanjing，210044，China)

Abstract:A high_voltage under_current stable power based on PWM technology is introduced，which is principally used as the photoelectric detector′s high_voltage power such as photomultiplier.The switching mode power adopts integrated circuit ，which is integrated controller SG3524，producing pulse_width modulating squarewave control signal.The power supply adopts homemade high_frequency transformer to realize step_up pulse and get the high_voltage output by voltage doubling rectifying circuit.In the experiment，the output is high stable and the ripple factor is less than 1%.The power is stable and reliable，it can be used as the portable detection equipment′s high_voltage power.

Keywords:switching mode power supply;pulse width modulation;voltage doubling rectifying circuit;transformer;photomultiplier

0 引 言

便攜式設備應具備體積小，輕便、移動性好等優點。在便攜式光電探測系統中，廣泛使用高電壓、低電流的小功率電源作為光電探測器的高壓偏置源，但高壓供電電源往往體積較大，質量較重，且需要工頻交流電源來供電。這大大限制了設備工作的靈活性、實時性、環境適應性。為了滿足便攜式設備的上述要求，設計制作了一種基于PWM技術的高壓開關電源。該小型高壓電源模塊具有穩定性好，響應速度快等優點，能廣泛應用于多種精密光電探測系統中，為便攜式檢測設備的廣泛應用提供可靠的技術保障。

1 電路工作原理

針對便攜式設備電源的設計要求，采用DC_DC變換器的設計方案，輸入直流電壓為+12 V，輸出電壓可調，典型輸出為+1 200 V。電路工作原理框圖如圖1所示。主要由低壓直流供電電源;PWM控制電路、功率開關管、高頻變壓器、倍壓整流電路、濾波電路和取樣反饋電路組成。+12 V直流輸入電壓為控制電路和變壓器提供工作電源;PWM控制電路的輸出信號驅動功率晶體管，為高頻變壓器提供低壓高頻方波;高頻變壓器的交流輸出信號通過倍壓整流電路得到進一步的升壓和整流，輸出直流高壓信號;高壓輸出信號經過濾波電路后得到進一步的濾波，有效地減小輸出紋波系數;輸出電壓反饋電路為PWM控制電路提供電壓反饋信號，通過與脈沖調制器中誤差放大器的基準電壓比較，以控制脈沖調制器的輸出脈沖占空比，從而達到調節輸出電壓的目的。

圖1 電路工作原理框圖

電路設計的核心部分為高頻方波電路。由于穩壓電源的輸出穩定性是重要的設計指標，因此對輸入的高頻方波頻率和功率有一定的要求。否則，即使高頻方波的波形很理想，也不能通過變壓器升壓為理想的穩定電壓，對后續的倍壓整流電路也有一定的影響。在早期的高頻方波電路設計中通常采用成本低，線路簡單的Royer電路，但是Royer電路是由分立元件構成的兩個對稱的部分，要求兩個晶體管和各個電阻相等，要做到這一點比較困難，并且Royer電路的效率較低，溫升高。555定時器構成的諧振電路也可以很容易地產生頻率可調、波形較理想的方波，但是它的輸出功率以及頻率難以達到驅動升壓器的要求。因此，該設計方案中采用開關集成控制器SG3524產生所需的高頻方波，并通過大功率晶體管進行功率放大，以滿足升壓器的輸入要求[1-3]。

SG3524是Silicon General公司生產的雙端輸出式脈寬調制器芯片。它是由雙極性工藝制成的模/數混合式集成電路，包含了雙端輸出開關電源所必須的各種基本電路，適宜構成中小功率推挽輸出式開關電源，并且可利用高頻變壓器實現電氣隔離，能省掉體積龐大的工頻變壓器。SG3524的內部結構框圖如圖2所示。它主要包括九個部分:+5 V基準電壓源、內部振蕩器、誤差放大器、PWM比較器、限流比較器、觸發器、或非門電路、驅動管、關斷電路。

圖2 SG3524內部結構框圖

SG3524采用DIP16封裝。其中，第1，2 腳分別為誤差放大器的反向輸入端和同向輸入端，在設計中通過電阻R3和R4對基準電壓+5 V實現串聯分壓，取1.5 V作為同向輸入信號，反向輸入信號來自于輸出電壓反饋;第6，7腳分別接定時電阻Rt和定時電容Ct;CA，CB，EA，EB分別為內部兩只驅動管的集電極和發射極。由于觸發器輸出一對互補信號，通過或非門電路后，兩只驅動管的控制信號互補，因此兩只驅動管交替導通。在串聯調節器應用中，兩路驅動管可以并聯使用，所以可以得到的輸出占空比為0~90%，輸出信號的頻率等于振蕩器頻率;在推挽式電路應用中，兩路驅動管交替工作，單路輸出的占空比為0~45%，整體頻率為振蕩器頻率的1/2。該設計中，采用推挽式工作方式，由兩路驅動管交替驅動后續的功率晶體管電路。電路設計原理如圖3所示[4-6]。

2 電路設計要點

2.1 PWM集成控制器的工作方式

電源對集成控制器的基本要求是功耗小，器件數目少，屬電壓型控制。該設計中選用的SG3524采用推挽式工作模式，兩個輸出端互補，交替輸出高低電平。1.5 V參考基準采用內置的精密基準電壓源串聯分壓得到。SG3524芯片的工作頻率可調，最大內部振蕩頻率為300 KHz，由外接定時電阻Rt和定時電容Ct決定，其頻率估算公式為:

f=1.18/(RtCt)(1)

式中:Rt的阻值范圍是1.8～100 kΩ;Ct的取值范圍為0.001～0.1 μF，f的單位為kHz。

如圖3所示，在該設計中，取Ct=0.01 μF，Rt=2.4 kΩ，內部振蕩器的振蕩頻率f49.2 kHz，單端的輸出脈沖頻率為24.6 kHz。

2.2 功率管驅動電路的設計

為提高控制電路的輸出驅動能力，使得后續電路能夠正常工作(如圖3所示)，設計中，采用BD137型中功率NPN晶體管構成兩級驅動電路，實現功率放大，以有效驅動高頻變壓器的初級線圈，將低壓信號升壓為適當的高壓，同時起到電氣隔離的作用。

2.3 高頻變壓器的設計

高頻變壓器初級繞組的匝數可以用下式確定:

Npri=Vin4f0BmaxAc×1093(2)

式中:Npri為匝數;Vin為變壓器初級輸入電壓;Bmax為變壓器最大工作磁通密度;Ac為所用磁心的有效截面積。

根據初級繞組匝數可以確定變壓器次級繞組匝數，公式如下:

Nsec=Vsec+0.7Vpri/Npri150(3)

式中:Nsec為次級繞組匝數;Vsec為次級繞組輸出電壓;Vpri為變壓器的輸入電壓。

在該設計中，由于采用推挽式工作方式，變壓器初級線圈采用中心抽頭、同名端順接的繞法，如圖4所示。變壓器初級線圈的中心抽頭接12 V直流電源的正極，另外兩端分別接入兩路功率晶體管的集電極，通過兩路晶體管的交替通斷，在變壓器的次級線圈會產生升壓后的交流電壓信號。變壓器初級線圈的工作波形如圖5所示。其中，圖5(a)為PWM控制芯片輸出最大占空比的情況，占空比約為45%;圖5(b)為經過輸出電壓反饋后，PWM控制芯片對輸出脈沖進行脈寬調制后的工作波形，占空比約為25%。單路工作頻率約為25 kHz，周期約為40 μs[7-9]。

圖3 電路設計原理圖

圖4 高頻變壓器的設計原理圖

圖5 高頻變壓器初級線圈的工作波形圖

2.4 倍壓整流和濾波電路的設計

經過高頻變壓器，低壓脈沖信號被升壓至較高的交流電壓。變壓器次級線圈接倍壓整流電路，實現AC_DC轉換，將變壓器次級交流電壓轉換成低紋波的直流高壓，并通過倍壓方式進一步提高輸出電壓。倍壓整流電路由二極管和電容器組成，可通過增加二極管和相同數量的電容器獲得更高的輸出電壓。由于倍壓整流電路中的電流相對比較大，電壓高，工作頻率高，因此設計中采用耐壓值較高的陶瓷電容器和快恢復型二極管。在倍壓整流電路中，電容器的耐壓值要比變壓器次級電壓值高兩倍，該設計中采用額定值大于600 V的陶瓷電容器。

電容器的容量與電源的輸出直流電流有關，可按照每微安電流1 000 pF電容量配置。如圖3所示，在C2，C5電容兩端將分別獲得變壓器輸出電壓的二倍直流電壓，設計中采用4倍壓工作方式，即取C2和C5的電壓之和作為高壓輸出。但必須說明，倍壓整流電路只能在負載較輕(即Rfz較大，輸出電流較小)的情況下工作，否則輸出電壓會降低，而且倍壓越高的整流電路，因負載電流增大導致輸出電壓下降的情況越明顯。為了進一步減小輸出電壓的紋波，濾除輸出高壓信號中的高頻干擾成分，設計中采用π型低通濾波器，由電容器C6，C7和電感器L1組成。

2.5 取樣反饋電路的設計

如圖3所示，該電路的取樣反饋網絡由10 MΩ電阻R11和20 kΩ可調電阻R12組成。高壓輸出經串聯衰減之后，取樣電壓經電壓跟隨器隔離反饋后，從SG3524芯片的第1腳輸入，采用電壓負反饋方式，控制調制脈沖的占空比，進而調節輸出電壓，達到穩壓的目的。SG3524芯片的1腳為內部誤差放大器的反向輸入端，第2腳為同向輸入端，接電阻R4上的1.5 V電壓作為基準。若輸出電壓偏高，則采樣反饋的電壓信號也偏高，與誤差放大器的基準電壓比較后的輸出降低，導致脈沖占空比減小，引起輸出電壓下降，反之亦然。R12是可調電阻，可通過調節R12，調節輸出電壓的大小[10]。

3 電路性能測試

電路的高壓輸出通過取樣電阻R12調節，改變可變電阻R12的值可以改變輸出電壓，所得實驗波形如圖6所示。

其中，圖6(a)是取樣電阻R12約為13 kΩ時的輸出電壓波形圖。由圖6(a)可知，輸出電壓具有較好的穩定性，同時，由圖6(b)中的輸出電壓波形局部放大圖可見，在輸出電壓約為1 200 V時，可變電阻電壓為1.58 V，電壓波動在±15 mV內。由此可知，其最大輸出電壓波動系數小于1%。

圖6 可調電阻R12為13 kΩ時的輸出電壓波形

4 討 論

在電路設計及調試中必須注意以下幾點:

(1) 在推挽式PWM變換器中，當兩個正激變換器不完全對稱平衡時，易產生直流偏磁現象。經過幾個開關周期，積累的偏磁會使磁心進入飽和狀態，導致高頻變壓器勵磁電流過大，甚至損壞開關器件。

因此，在推挽式電路的設計中，需要注意電路的對稱性。可以采用串聯電容的方法將初級中的直流分量濾除，也可以采用磁飽和檢測電路，當兩個支路電流失衡時，啟動控制芯片的軟啟動功能，使DC_DC變換器重新啟動復位。

(2) 在電路調試過程中，一定要使輸出功率晶體管工作在飽和狀態，以提高前級電路的驅動能力。

(3) 可通過調節電位器R12的阻值，小范圍地調整輸出電壓。

(4) 也可以通過調節電位器R5，R8，R9，R10的阻值，調整輸出電壓，但要確保電路滿足第(1)點的要求。

(5) 從理論角度，倍壓整流電路可以采用多級，但是由于高階倍壓整流電路的帶載能力很差，因此在實際電路中級數不要太高，應根據實際需求設置。

(6) 高頻變壓器有利于減小電路的體積，而變壓器的初級和次級線圈匝數應根據實際需求情況計算確定。

(7) 可以考慮適當調節SG3524的輸出方波頻率，以適應與變壓器性能的匹配，達到穩定升壓的目的。

5 結 語

設計的光電倍增管高壓開關電源采用集成電路控制方案，由PWM集成控制器SG3524產生可調制的矩形波控制信號，選用自制的高頻變壓器實現隔離升壓，采用倍壓整流的設計方案實現多級直流電壓輸出。經過實驗測試，在輸出典型值電壓1 200 V時，輸出電壓的穩定度高，紋波系數小于1%，能夠滿足多種便攜式光電探測設備中高壓偏置源的需求，同時滿足了便攜式系統具有重量輕，響應速度快，穩定性好，可靠性高等特點的要求。

參 考 文 獻

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