用于LTE接收機的MMSE-FDE均衡算法

摘 要:根據LTE 上行SIMO接收機特點，對MMSE-RISIC均衡器進行簡化修改，得到MMSE-FDE均衡器。該均衡器所有步驟全在頻域進行，大大降低了均衡算法的復雜度。將該均衡器進行計算機仿真，其結果表明，該均衡器在3GPP LTE協議最常用的EPA和EVA信道中應用，能比較有效地消除MMSE均衡殘留的碼間干擾，使系統性能明顯提高。

關鍵詞:LTE系統;上行SIMO;MMSE-FDE均衡器;碼間干擾

中圖分類號:TN929.5文獻標識碼:A

文章編號:1004-373X(2010)01-040-03

MMSE-FDE Equalization Algorithm for LTE Receiver

WANG Lianyou1，2，LU Zhimao1，SHI Dai2

(1.College of Information and Communications，Harbin Engineering University，Harbin，150001，China;

2.State Key Laboratory of Wireless Communications(CATT)，Beijing，100083，China)

Abstract:According to the characteristics of LTE uplink SIMO receiver，the MMSE-RISIC equalizer is simplified and the MMSE-FDE equalizer is gained.All steps of this equalizer perform in frequency domain，the complexity of algorithm decrease sharply.Through simulation in computer，the result shows that MMSE-FDE equalizer removes some the inter-symbol-interference(ISI) introduced by the MMSE equalizer in EPA and EVA channel which are the common channels in 3GPP LTE protocol，and the ability of the system is improved obviously.

Keywords:LTE system;uplink SIMO;MMSE-FDE equalizer;inter-symbol-interference

0 引 言

Long Term Evolution(LTE)上行傳輸方案采用帶Cyclic Prefix(CP)的Single-Carrier Frequency Division Multiple Access(SC-FDMA)方案[1]，其最大的優點之一就是可以進行低復雜度的頻域均衡。然而，傳統的兩種線性均衡算法Zero Force(ZF)和Minimum Mean Square Error(MMSE)都有著自身的不足，ZF均衡在頻率選擇性信道中，尤其是信道具有頻域上的深衰落極點時，會放大噪聲，使性能嚴重下降。MMSE均衡雖然限制住了噪聲的放大，卻也引入了一部分干擾[2]。文獻[3]提出的MMSE-Residual ISI Cancellation(MMSE-RISIC)均衡器，其思想就是消除MMSE均衡的殘留碼間干擾，在IEEE802.16的SC-FDE系統中仿真，比較有效地消除了MMSE均衡器殘留的碼間干擾。本文對MMSE-RISIC算法進行簡化，形成一種新的均衡器，因其全部處理過程都在頻域處理，故稱之為MMSE-FDE(Frequency Domain Procession)算法。并且在LTE UL SIMO1X2環境下進行了仿真驗證，仿真結果證實了MMSE-FDE均衡算法在LTE最常見的EPA和EVA信道下性能比MMSE均衡有較明顯的提升。

1 LTE上行接收機模型

整個LTE上行接收機系統框圖如圖1所示，接收到的時域信號r去掉CP，經過FFT運算，去掉在頻域添加的Guard變為R，DMRS和數據分開，DMRS進行信道估計和信噪比計算，估計到信道的傳遞函數和信噪比1/SNR，然后經過均衡器得到頻域的軟比特數據[4]。經IFFT運算還要經過一系列步驟的處理才得到最后的媒體接入層(MAC)向物理層(PHY)傳輸的數據[5]。

圖1 LTE上行基站接收系統框圖

2 適合LTE SC-FDMA SIMO的MMSE-FDE均衡算法

2.1 MMSE-FDE均衡算法結構

文獻[3]提出的MMSE-RISIC均衡方式，在MMSE均衡輸出并判決出時域信號后，經過FFT運算得到頻域形式，然后通過反饋函數B估計出碼間干擾，并轉化為時域形式后，在時域進行-操作，以消除碼間干擾。這是一種比較簡單的判決反饋均衡器的方法，其框圖如圖2所示。

圖2 IEEE802.16的SC-FDE下的MMSE-RISIC框圖

但是，其實數據信號、傳遞函數1，2都是頻域數據，在信道估計得較準確的情況下，可以在不進行時域判決的情況下在頻域直接進行反饋處理，這樣可以大大降低算法的復雜度，減少IFFT和FFT運算，更方便于DSP實現。于是得到了MMSE-FDE均衡器的框圖如圖3所示。

圖3 MMSE-FDE框圖

2.2 LTE SIMO 1×2下MMSE-FDE反饋函數B的計算

當前標準，LTE上行SC-FDMA為SIMO結構，即傳輸分集。以兩天線為例，對于LTE上行SC-FDMA SIMO接收系統下的頻域MMSE均衡算法有:

=*1R1+*2R212+22+1/SNRMMSE

式中:R1是接收機天線1接收到的數據;R2是接收機天線2接收到的數據;1是由信道估計出發射天線到接收天線1的信道傳遞函數;2是信道估計出的由發射天線到接收天線2的信道傳遞函數;1/SNRMMSE估計出的是信號噪聲功率比的倒數。

=*1R1+*2R212+22+1/SNRMMSE=

-1/SNRMMSE12+22+1/SNRMMSE+

*1N1+*2N212+22+1/SNRMMSE

由此式得出MMSE均衡后輸出殘留的碼間干擾部分:

=-1/SNRMMSE12+22+1/SNRMMSE

根據上式，得到MMSE-FDE均衡器的反饋函數:

B=-1/SNRMMSE12+22+1/SNRMMSE

3 測試過程及結果

3.1 測試信道環境

選擇3GPP LTE標準中最常見的Extended Pedestrian A(EPA)和 Extended Vehicular A(EVA)信道模型作為測試信道，多普勒頻移分別為5 Hz，30 Hz。所以簡稱兩種信道為EPA-5和EVA-30信道。表1是兩種信道的參數表[6]。采用這兩種測試信道進行MMSE-FDE算法和MMSE均衡的性能比較。接收機系統如圖1所示。10 MHz帶寬下，調制方式16QAM，FFT size 1 024，CP長80或72(symbol 1和symbol 7的CP長80，其他symbol CP長72[7])，有效子載波數為600。信道估計采用性能優良的DFT based算法，Turbo譯碼迭代2次，單用戶單發射天線雙接收天線。

表1 EPA信道和EVA信道參數表

路徑EPA-5信道EVA-30信道

多徑時延 /ns歸一化功率 /dB多徑時延 /ns歸一化功率 /dB

100.000.0

230-1.030-1.5

370-2.0150-1.4

490-3.0310-3.6

5110-8.0370-0.6

6190-17.2710-9.1

7410-20.81 090-7.0

81 730-12.0

92 510-16.9

3.2 測試結果誤碼率曲線

EPA-5信道環境下的輸出誤碼率曲線比較如圖4所示，EPA-30信道環境下的輸出誤碼率曲線比較如圖5所示。

圖4 EPA-5信道環境下的輸出誤碼率曲線比較

圖5 EVA-30信道環境下的輸出誤碼率曲線比較

4 結 語

由以上的仿真測試結果可知，MMSE-FDE均衡的性能還要明顯優于MMSE均衡。MMSE-FDE是在MMSE均衡器的基礎上僅僅經過簡單的反饋處理，其算法的復雜度只比MMSE均衡器高一點。仿真結果證明，該均衡算法能較為有效地消除MMSE均衡器殘留的碼間干擾，在3GPP EPA和EVA信道下性能比MMSE均衡有較明顯的提升。該算法復雜度很低，很方便于DSP實現，具有很強的實用價值。

參考文獻

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