基于WLAN應(yīng)用的非均勻彎折線單極子天線

摘 要:通過時域有限差分法，研究了非均勻彎折線單極子天線各彎折節(jié)的線寬和線長對天線諧振特性的影響，并對背面耦合貼片的作用進行了分析。結(jié)果表明，彎折節(jié)的線寬和線長對天線的諧振特性有較強的調(diào)節(jié)作用;適當改變各彎折節(jié)的線寬和線長可以有效地調(diào)節(jié)天線兩個最低諧振頻率的相對位置;耦合貼片可以在不影響第一諧振模式的基礎(chǔ)上，有效地改善第二諧振模式的諧振特性，增加天線第二諧振模式的阻抗帶寬。最后制備出一種背面帶有耦合貼片的非均勻彎折線單極子天線，該天線的頻帶能夠有效覆蓋IEEE 802.11b/g (2.4~2.484 GHz)和IEEE 802.11a (5.15~5.35 GHz，5.725~5.825 GHz)三個頻段，能夠滿足WLAN應(yīng)用。

關(guān)鍵詞:耦合貼片; 彎折線; 單極子天線; 三頻; 無線局域網(wǎng)

中圖分類號:TN82 文獻標識碼:A

文章編號:1004-373X(2010)11-0058-04

Nonuniform Meander-line Monopole Antenna Applied to WLAN

WANG Xiao-chuan， L Wen-zhong， LIANG Fei， WAN Shuai

(Department of Electronic Science and Technology， Huazhong University of Science and Technology， Wuhan 470074， China)

Abstract: The effect of geometric parameters of each meander-line section on the resonant characteristic of the meander-line antenna was studied and the impact of the back-couple patch was analyzed with FDTD method. The results demonstrate that the length and width of each meander-line section have an effective control function to the resonant characteristic of the meander-line antenna， and the back-couple patch can improve the impedance matching property and broaden the bandwidth of the higher resonant mode without any bad influence on the first resonant mode of the proposed antenna. A dual-band nonuniform meander-line monopole antenna with a back-couple patch for WLAN application was fabricated. The operation bands of this antenna cover IEEE 802.11b/g (2.4~2.484 GHz) and IEEE 802.11a (5.15~5.35 GHz， 5.725~5.825 GHz). It is suitable for the triple-band WLAN.

Keywords: back-couple patch; meander line; monopole antenna; triple-band; WLAN

0 引 言

彎折線結(jié)構(gòu)在減小天線尺寸和改善天線帶寬特性方面，已經(jīng)成為現(xiàn)代天線設(shè)計的新熱點。為了改善彎折線天線的性能，研究者針對不同的應(yīng)用和特性要求，提出了多種改進結(jié)構(gòu)，其中主要有雙彎折線天線[1-2]、折疊式彎折線天線[3]、立體式彎折線天線[4-5]、漸變式彎折線天線[6]、行波彎折線天線[7]和彎折線縫隙天線[8-9]。

本文提出一種背面帶有耦合貼片的非均勻彎折線單極子天線。通過時域有限差分法，研究彎折線各彎折節(jié)的幾何尺寸對天線諧振特性的影響，并對耦合貼片的作用進行了分析，最后得到一種頻帶覆蓋IEEE 802.11b/g(2.4~2.484 GHz)和IEEE802.11a(5.15~5.35 GHz，5.725~5.825 GHz)的雙頻天線，能夠滿足WLAN應(yīng)用。

1 天線建模與結(jié)構(gòu)參數(shù)分析

非均勻彎折線的單極子天線結(jié)構(gòu)如圖1所示。基板選用Rogers4350B基板，厚度為0.762 mm，相對介電常數(shù)為3.48。為了分析方便，將輻射元分成了3段;天線的饋電采用了50 Ω的微帶線。

圖1 非均勻彎折線單極子天線的結(jié)構(gòu)簡圖

1.1 彎折節(jié)幾何參數(shù)對天線性能的影響

依次改變各彎折節(jié)的線長Ln(n=1，2，3)和線寬Wn(n=1，2，3)，計算出天線的第一諧振頻率f1和第二諧振頻率f2。通過比較f2/f1的變化來研究各彎折節(jié)幾何參數(shù)對天線諧振特性的調(diào)節(jié)作用。

圖2示出了天線f2/f1隨各彎折節(jié)線長Ln的變化情況。圖2中，W=58 mm，L=38 mm，LG=17 mm，HB=3 mm，S1=S2=S3=1 mm，W1=W2=W3=2 mm。

圖2(a)~圖2(f)顯示了幾乎相同的變化趨勢。隨著彎折節(jié)線長Ln的增加，f2/f1逐漸減小，兩個諧振模式相互靠近。

改變彎折線天線中各彎折節(jié)的線長，可以實現(xiàn)對第一和第二諧振模式的調(diào)整。

圖3給出了天線f2/f1隨著各彎折節(jié)線寬Wn的變化情況。圖3中，W=58 mm，L=38 mm，LG=17 mm，HB=3 mm，S1=S2=S3=1 mm，L1=L2=L3=5 mm。

與圖2中隨彎折節(jié)線長Ln的變化相比，f2/f1隨彎折節(jié)線寬Wn的變化較為復(fù)雜。

圖3(a)顯示了當W2=1 mm時，天線f2/f1隨著W1的變化情況。可以看出，隨著W1的增加，f2/f1逐漸減小，兩個諧振頻率逐漸靠近，并且在不同的W3下幾乎保持著幾乎相同的減小速率。

圖2 f2/f1隨各彎折節(jié)線長Ln的變化

圖3 f2/f1隨各彎折節(jié)線寬Wn的變化

圖3(b)顯示了W3=1 mm時，天線f2/f1隨W1的變化情況。可以看出，隨著W1的增加，f2/f1逐漸減小，但隨著W2的增大，f2/f1減小的速率逐漸變小，最后幾乎保持不變。

圖3(c)顯示了W1=2 mm時，天線f2/f1隨W2的變化情況。在W3較小時，隨著W2的增加，f2/f1先是呈現(xiàn)增大趨勢;而后，當W3增大到某一值時，f2/f1幾乎不隨W2的變化而變化;最后，隨著W3的繼續(xù)增大，f2/f1又呈現(xiàn)減小趨勢。

圖3(d)顯示了W3=2 mm時，天線f2/f1隨W2的變化情況。可以看出，在W1較小時，f2/f1先是呈現(xiàn)減小趨勢;而后，當W1增大到某一值時，f2/f1幾乎不隨W2的變化而變化;最后，隨著W1的繼續(xù)增大，f2/f1又呈現(xiàn)增大趨勢。

圖3(e)顯示了W1=1 mm時，天線f2/f1隨W3的變化情況。隨著W3的增加，f2/f1逐漸增加，并且隨著W2的增加，f2/f1增加速率逐漸減小。

圖3(f)顯示了W2=1 mm時，天線f2/f1隨W3的變化情況。隨著W3的增加，f2/f1逐漸增加，并且在不同的W1取值下，基本保持相同的增加速率。

彎折線的線寬對天線f2/f1的影響，可以理解為改變彎折節(jié)的線寬就改變了第一和第二諧振模式的輻射電流分布狀態(tài)，進而改變這兩個模式下輻射元的有效電長度，就造成了f2/f1的變化。W1和W3的作用正好相反，隨著W1的增加，f2/f1減小;隨著W3的增加，f2/f1增加;W2的作用正還處在W1和W3之間。根據(jù)上面的討論可以得到，改變彎折線中天線各彎折節(jié)的線寬，可以實現(xiàn)對f1/f2的調(diào)整。

1.2 耦合貼片幾何參數(shù)對天線性能的影響

圖4(a)顯示了耦合貼片的寬度(WB)分別取5 mm，7 mm，9 mm，11 mm和13 mm時，天線的回波損耗仿真曲線。耦合貼片的寬度對天線諧振性能的影響主要集中在高頻段。隨著耦合貼片寬度的增加，由耦合貼片產(chǎn)生的諧振模式匹配特性變好，同時本征高次模式向低頻移動并逐漸消失。

圖4(b)顯示了耦合貼片長度(LB)分別取7 mm，9 mm，11 mm，13 mm和15 mm時，天線的回波損耗仿真曲線。隨著耦合貼片長度的增加，天線的最低諧振模式向低頻移動，同時匹配特性變好，但是阻抗帶寬減小。對于高頻段，當LB的取值小于9 mm時，耦合貼片產(chǎn)生的諧振模式并沒有出現(xiàn)，出現(xiàn)這種情況的原因可能是由于耦合貼片產(chǎn)生的諧振模式與本征高次模式重合。隨著LB繼續(xù)增加，耦合貼片產(chǎn)生的諧振模式出現(xiàn)并向低頻方向移動，同時高頻段的兩個模式漸漸遠離。

圖4(c)顯示了耦合貼片距接地板高度(HB)分別為1 mm，2 mm，3 mm，4 mm和5 mm時，天線的回波損耗仿真曲線。從圖中可以看出，所有諧振模式都向低頻方向移動。當耦合貼片距接地板高度為2～3 mm之間時，高頻段出現(xiàn)兩個諧振模式;隨著耦合貼片距接地板高度繼續(xù)增加時，高頻段的兩個諧振模式遠離，同時匹配特性變差。

從上面的討論可以得到，耦合貼片對天線性能的影響主要集中在高頻段。合理選擇耦合貼片的幾何尺寸和距接地板的高度，可以在不影響天線第一諧振模式的基礎(chǔ)上，改善第二諧振模式的匹配特性，并擴展阻抗帶寬。

2 天線實際測試結(jié)果

在綜合考慮阻抗帶寬和輻射特性的基礎(chǔ)上，得到了以下的最優(yōu)化天線幾何參數(shù)，其中L=29 mm，L1=6 mm，L2=6 mm，L3=6.5 mm，W1=3 mm，W2=1 mm，W3=2.5 mm，S1=S2=S3=1 mm，LB=11 mm，WB=9 mm，WG=26 mm，HB=3 mm，LG=7 mm，LMS=10 mm。天線實物如圖5所示。

圖6示出了非均勻彎折線單極子天線的回波損耗曲線。從圖中可以看出，仿真結(jié)果與實際測試結(jié)果比較吻合。低頻段測得的阻抗帶寬(S11<-10 dB)約為0.5 GHz(2.2～2.7 GHz);高頻段實際測得的阻抗帶寬(S11<-10 dB)約為1.8 GHz(4.48～6.28 GHz)。圖7(a)~(c)分別示出了非均勻彎折線單極子天線在2.442 GHz，5.25 GHz和5.775 GHz時的增益圖，增益分別為0.7 dBi，1.65 dBi和2.3 dBi。

圖4 不同耦合貼片的尺寸下，天線的回波損耗仿真曲線

圖5 天線的實物照片

圖6 天線的回波損耗曲線

圖7 天線遠場增益圖

3 結(jié) 語

提出一種背面帶有耦合貼片的平面非均勻彎折線單極子天線，通過改變彎折線各彎折節(jié)的幾何尺寸來調(diào)節(jié)彎折線天線中第一和第二諧振頻率的相對位置，達到雙頻可調(diào)的目的;通過背面耦合貼片來改善彎折線天線高次諧振模式的諧振特性，最后設(shè)計出一種頻帶覆蓋IEEE 802.11b/g (2.4~2.48 GHz)和IEEE 802.11a (5.15~5.35 GHz，5.725~5.825 GHz)的雙頻彎折線單極子天線，在2.442 GHz，5.25 GHz和5.775 GHz的增益分別為0.7 dBi，1.65 dBi和2.3 dBi，能夠滿足WLAN應(yīng)用。

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