柵極電荷保持技術應用于有源箝位正激變換器

梁奇峰，彭建宇

（中山火炬職業技術學院電子工程系，廣東 中山528436）

0 引 言

低壓大電流DC－DC 模塊電源一直占模塊電源市場需求的一半左右，對其相關技術的研究有著重要的應用價值。模塊電源的高效率和功率密度是業界追逐的重要目標，而次級同步整流被認為是減小損耗、提高效率的有效途徑。

有源箝位正激變換器不僅具有效率高、MOS 管承受電壓和電流應力小等特點，還可以與自驅動同步整流技術相結合。有源箝位同步整流正激變換器在實際工業中得到了廣泛的應用。將同步整流技術應用于有源箝位正激變換器時，傳統的同步整流管的驅動特別是續流同步整流管存在死區問題，也就是MOS 管體二極管的正向導通壓降大，反向恢復性能差，增加了電路的整流損耗，因此降低了變換器的效率。

下面介紹了一種有源箝位同步整流驅動電路，該電路采用柵極電荷保持技術，不僅結構簡單，能較好解決同步整流管的死區問題，降低了同步整流管的整流損耗，而且提高了整個變換器的效率。文中詳細分析了變壓器副邊電路的工作原理，并在原理樣機上進行了實驗驗證。

1 有源箝位同步整流正激變換器驅動電路的分析

1.1 柵極 電荷保 持技術 的原理［1 ，2 ，3］

柵極電荷保持技術原理圖如圖1 所示。

圖1 柵極電荷保持技術原理圖

在正激變換器中，開關管S 通常為續流同步整流管，Cgs為其柵－源電容，Sa為輔助開關管。

在t1時刻以前，輔助開關管是導通的，Cgs上的電荷通過輔助管Sa釋放掉，開關管S 上沒有驅動電壓。t1時刻，輔助管Sa關斷，開關管S 上出現正的驅動電壓，這個電壓通過二極管D1對Cgs充電，開關管S 導通。在t2時刻，當開關管S 上的驅動電壓消失，比如正激變換器中變壓器磁復位結束，此時，輔助開關管仍然處于關斷狀態，二極管D1由于承受反向電壓而截止，儲存在Cgs的電荷由于沒有放電回路而得以保持。因此，在沒有驅動電壓的情況下，開關管Sa仍然導通。在t2時刻，輔助開關管Sa導通，柵－源電容Cgs通過Sa放電，開關管S 關斷。

1.2 柵極電荷保持技術在有源箝位同步整流正激變換器中的應用

在有源箝位同步整流正激變換器中［4，5］，為了實現原邊主開關管和輔助開關管的零電壓開關，需要設置一定的延遲，這就給副邊的同步整流管不可避免地帶來了死區。柵極電荷保持技術可以很好地解決有源箝位同步整流正激變換器為實現主開關管和輔助開關管零電壓開通而帶來的死區問題。同時，考慮到變壓器漏感對同步整流管的開通影響，一般采用一個附加繞組驅動。電路原理圖如圖2 所示。

圖2 有源箝位同步整流正激變換器

在圖2 中，輔助開關管Sa一般采用小功率MOSFET 管，也可以用三極管。D6的作用是當同步整流管Q3關斷后使其電壓箝位在D6的反向截止電壓，這樣可以降低Q3的驅動損耗。從圖2 可以看出，把柵極電荷保持技術應用于有源箝位技術只需要增加一個小功率MOSFET、三個二極管、一個附加繞組，電路實現起來和柵極電荷轉換技術一樣簡單。該電路的工作原理和傳統的有源箝位同步整流正激變換器相似，原邊電路的工作過程在很多文獻中有分析，所以下文著重介紹變壓器副邊的工作原理。

在進行討論之前，作如下幾點假設：

（1）所有元器件都是理想的。

（2）輸出濾波電感足夠大，故在一個開關周期中，輸出濾波電感Lf和電容Cf可用一恒值電流源I0代替。

（3）Lks為變壓器漏感在副邊的折合值。

變壓器副邊電路的7 個工作模態圖如圖3 。

如圖3 模態（a）中，原邊的變壓器復位已經結束，主開關管還沒有開通，變壓器副邊繞組上的電壓為零，但是由于采用了柵極電荷保持技術，開關管Q4仍然導通。

當Q3的柵源電壓達到其門檻電壓以前，Q3的體二極管導通，如模態（b）所示，這為Q3提供了零電壓開通，從而減少了Q3的開關損耗。

圖3 變壓器副邊電路的7 個工作模態

當原邊主開關管Q1開通以后，輸入電壓加在變壓器的原邊繞組上，變壓器副邊電路從模態（b）變換到模態（c ），輸出電流開始從 Q4換流到 Q3。

模態（d）中，換流過程結束以后，Q3導通，Q4關斷，輸出電流完全流過整流管Q3。對于附加驅動繞組支路，附加驅動繞組的感應電壓通過二極管D7對Q3和Sa的柵源電容充電，二極管D6和D5由于承受反向電壓而截止。

當原邊主開關管關斷以后，輔助開關管導通，變壓器開始磁復位。變壓器副邊電路從模態（e ）變換到模態（f ），輸出電流從 Q3流向 Q4，開始新的換流過程。在主開關管關斷時，由于Q4的體二極管導通，Q4也是零電壓開通，如模態（e ）所示。

模態（g）中，換流過程結束以后，Q3完全關斷，Q4完全導通，輸出電流流過Q4。在變壓器磁復位結束以后，Q4的柵源電容儲存的電荷由于沒有放電回路而得以保持，因此Q4的柵源之間仍然有驅動電壓而保持導通，即實現了柵極電荷的保持功能。

1.3 柵極電荷保持技術的問題

當柵極電荷保持技術應用于正激變換器時，它不僅適用于有源箝位復位方式，而且對其它復位方式也一樣適用，但是在實際應用中，柵極電荷保持技術存在兩個問題。

（1）柵極電荷保持時間。在柵極電荷保持期間，續流管Q4的柵極電荷可以通過三條路徑緩慢放電：D5的PN結的電子漂移電流；Q4自身的柵源漏電流，如果輔助開關管Sa采用的是MOSFET，則是Sa漏源漏電流；通常Q4自身柵源漏電流相對于其它兩部分來說很小，可以忽略不計。肖特基二極管的漂移電流為1 mA左右，當采用快恢復二極管時，該電流為1 μA，漏源之間的漏電流大約為100 μA，為此，雖然理論上，輔助開關管Sa可以是任何一個功率 MOSFET，D5、D6和D7可以是普通的二極管，但是從柵極電荷保持的角度來講，這些開關管的選取并不是任意的。通常D5、D6和D7選取小信號二極管，例如BAS16，而輔助開關管選取小功率、小信號的MOSFET，在解決柵極電荷保持時間的問題上，也可以通過提高變換器的開關頻率來實現。

（2）第二個問題是變壓器副邊由于兩個同步整流管的共同導通而出現的短路問題。從對主開關管開通和關斷過程中兩個同步整流管的換流過程分析可以知道：兩個同步整流管的關斷速度很重要，尤其是Q3開通時，Q4的關斷速度更為突出，因為只有當輔助開關管Sa導通以后，Q4的柵源電壓降低到其門檻電壓以下才能關斷。這包含了兩個過程，其一，輔助開關管Sa的柵源電壓建立達到其門檻電壓而導通的時間；其二，輔助開關管Sa導通以后，Q4的柵源電壓下降到門檻電壓的時間。

2 實驗結果

圖4 是50 W（2.5 V／20 A）實驗主電路。控制芯片采用有源箝位專用芯片UCC3580 。

圖4 實驗主電路

實驗主要參數為：輸入電壓為48 V（36 ～75 V）；輸出電壓為2.5 V；輸出電流為20 A；開關頻率fs＝150 kHz ；濾波電感為5.72 μH；變壓器磁芯采用 EC系列的EER28 ，變壓器的匝比為9∶1∶2 ，原邊勵磁電感為36 μH，副邊漏感為910 nH，附加繞組的漏感為723 nH。

電路滿載時的實驗波形如圖5 所示。圖5 （a）為原邊電流波形、主開關管驅動和漏源電壓的波形，圖5（b）為副邊同步整流管的驅動波形。

從圖5（a）可以看出，主開關管的漏源電壓可以降低到零，主開關管實現了零電壓開通；從圖5 （b）可以看出，副邊同步整流管的驅動波形互補，和前面的分析基本一致，則柵極電荷保持驅動方式，解決了死區問題，減小了整流損耗，提高了整流效率。當輸入電壓為48 V，整機在滿載的效率可達到89 %。

圖5 實驗波形

3 結 論

本文介紹了一種應用于有源箝位同步整流正激變換器的驅動電路－柵極電荷保持驅動電路。該驅動電路解決了傳統電壓驅動存在的死區問題和有源箝位正激變換器為實現主開關管和輔助開關管零電壓開通而帶來的死區問題，因此降低了整流損耗，提高了變換器的整機效率。最后，制作了實驗樣機，在滿載時，整機效率可達到88 %，實驗結果驗證了該驅動電路的正確性和可行性。

［1］Xie Xuefei ，CHUNG Hok Yan，PONG MH.Studies of self－driven synchronous rectification in low voltage power conversion［C］.IEEE1999 International conference power electronics and drive system，PEDS’99 ，Hong Kong.1999 ：212－217.

［2］胡宗波，張 波.同步整流器兩種驅動方式的分析比較［J ］.電力電子技術，2001 ，（12）：56－60.

［3］Xuefei Xie ，Joe Chui Pong Liu，Franki Ngai Kit Poon，Man Hay Pong.Two methods to drive synchronous rectifiers during dead time in forward topologies ［J ］.IEEE2000.2000 ，993－999.

［4］陳道煉，嚴仰光.有源鉗位正激變換器的理論分析與設計［J ］.電氣傳動，1999 ，1 ：27－30.

［5］劉耀平.有源箝位正激變換器的理論分析和設計方法［J ］.電源技術應用，2005 ，5 ：193－198.