升壓式有源功率因數校正裝置設計

陳 哲

（永濟新時速電機電器公司技術中心電子所，山西 永濟 044502）

1 功率因數校正的必要性

20世紀 80年代以來，隨著電力電子技術的飛速發展，電能利用正在從一次電能向二次電能快速轉換，各種電力電子裝置在機車電傳動、工業變頻、高頻弧焊機、中高頻感應加熱、電力系統、軋鋼、油田、通信、家電等眾多領域獲得了空前的運用，由此帶來的諧波（Harmonics）和無功（Reactive Power）問題日益嚴重。

1.1 無功功率對電網的不利影響

（1）無功功率會導致視在功率增加，導致設備容量增加。

（2）無功功率增加，會使線路總電流增大，從而使設備和線路損耗增加。

線路總電流增大使線路壓降增大，特別是沖擊性無功負載還會引起網壓劇烈波動。

1.2 諧波對電網的危害

（1）諧波使電網中的元器件產生附加的諧波損耗，降低發電、輸電、用電設備的效率，大量的三次諧波電流流過中線會使線路過熱甚至發生火災。

（2）諧波影響各種電氣設備的正常工作，使電機發生機械振動、噪聲和過熱，使變壓器局部嚴重過熱，使電容器、電纜等過熱、使設備絕緣老化、壽命縮短以至損壞。

（3）諧波會引起電網局部出現并聯諧振和串聯諧振，諧振作用使諧波放大，會使上述（1）和（2）兩項的危害大大增加，甚至引起嚴重事故。

（4）諧波會導致繼電保護和自動裝置誤動作，并使電氣測量儀表計量不準確。

（5）諧波會對鄰近的通信系統產生干擾，輕者產生噪聲，降低通信質量，重者導致信息丟失，使通信系統無法正常工作。

由于公用電網中的諧波電壓和諧波電流對用電設備與電網本身都會造成很大的危害，世界許多國家發布了限制電網諧波的國家標準，或由權威機構制定限制諧波的規定。如歐標規定輸入功率為75W或以上的電器的電氣設備必須符合歐洲規范EN61000-3-2，IEC 1000-3-2標準對降低諧波電流的強制要求，國家認監委在2003年5月1日以后對電器產品強制執行“3C認證”標準。這些標準和規定的基本原則是限制諧波源注入電網的諧波電流，把電網諧波電壓和諧波電流限制在允許范圍內，使接在電網中的電氣設備能免受諧波干擾而正常工作。

我國加入 WTO后，出口的電力電子產品面臨入世的嚴峻挑戰，為突破貿易保護的技術壁壘，獲得與國外同類產品同等的市場競爭地位，也同樣迫切需要可產品化的諧波抑制和功率因數校正（PFC）裝置設計方案[1]。

2 功率因數校正技術

功率因數（PF）是指交流輸入有功功率（P）與輸入視在功率（S）的比值。

式（1）中， I1表示輸入基波電流有效值；Irms表示輸入電流有效值；表示輸入電流失真系數；cosφ表示基波電壓和基波電流之間的相移因數。

所以功率因數可以定義為輸入電流失真系數（γ）與相移因數（cosφ）的乘積。

可見功率因數（PF）由電流失真系數（γ）和基波電壓、基波電流相移因數（cosφ）決定。cosφ低，則表示用電電氣設備的無功功率大，設備利用率低，導線、變壓器繞組損耗大。同時，γ值低，則表示輸入電流諧波分量大，將造成輸入電流波形畸變，對電網造成諧波污染。功率因數PF與總的諧波畸變率THD(Total Harmonic Distortion)的關系見式（2）。

式（2）進一步指出了，線路電流總諧波畸變率THD對功率因數的影響，THD越大，功率因數越低。

功率因數校正技術可以分為無源和有源兩種，因為無源PFC的體積龐大且性能較差，因此本文只針對有源功率因數校正APFC（Active Power Factor Correction）技術做探討。

有源功率因數校正APFC技術，從其實現方法上來講，就是通過功率因數調節裝置，使電網輸入電流波形完全跟蹤電網輸入電壓波形的變化，并且保持輸入電流和電壓波形同相位，從而使得無論負載性質如何，從輸入端看，負載取用的都是有功功率，使功率因數能夠接近于1（可達到99%）。

3 變換器電路拓撲與PWM控制器的選擇

有源功率因數校正（APFC），就是在整流器和負載之間接一個DC-DC變換器，應用PWM技術，使輸入端電流波形完全模仿輸入端交流電壓波形的形狀與相位，從而把功率因數提高到0.99，即接近于 1。由于有源功率因數校正電路結構型式有若干種[2-3]，比選電路結構是必要的。

3.1 有源功率因數校正電路結構與控制器選擇

（1）降壓式

如 UC3871，因其噪聲大，濾波困難，功率開關管上的電壓應力大，控制驅動電平易浮動，故很少被采用。

（2）升/降壓式

如TDA4815、TDA4818，須用兩個功率開關管，其中一個功率開關管上的驅動控制信號浮動，電路復雜，故較少被采用。

（3）反激式

如 ML4813，輸出與輸入隔離，輸出電壓可以任意選擇，采用簡單電壓型控制，但只適用于150W以下小功率的應用場合。

（4）升壓式（Boost）

如UC3854是TI公司生產的一款高功率因數校正集成控制電路芯片，它的峰值開關電流近似等于輸入電流，對瞬態噪聲的響應極小，是一款理想的APFC控制芯片，其特點為簡單電流型控制，PF值高，總諧波失真系數THD小，效率高，并且它還具有以下優點：電路中的電感L適用于電流型控制；由于升壓型APFC的預調整作用在輸出電容C上保持高電壓，所以電容C的體積小、儲能大；在整個交流輸入電壓變化范圍內能保持很高的功率因數；輸入電流連續，并且在APFC開關瞬間輸入電流小，易于EMI濾波；升壓電感L能阻止電壓、電流的瞬變，提高了電路的可靠性，適于較大功率的應用，缺點是輸出電壓須高于輸入電壓，但升壓式變換電路對輸入電壓的適應性強，特別適用于網壓變化范圍特別大的場合，從80～264V的全球輸入電壓范圍都能用。

本文設計的功率因數校正裝置是單相5kW，根據設計要求，選擇平均電流型模式下的升壓式電路拓撲比較適宜，控制器則相應選擇UC3854為宜。

3.2 升壓式有源功率因數校正電路原理

升壓式功率因數校正裝置電路框圖如下圖1所示。圖1中，M為PWM控制器中的乘法器、VT為主開關器件、L為升壓儲能電感、VD為快恢復型的續流二極管、C為輸出支撐電容、Vout為輸出電壓。

電路工作原理是：

（1）接通電源，主電路輸入端得電。

（2）在抑制啟動輸入電流電路的作用下，整流橋開始給輸出電容器C充電。

（3）在輸出電容器的電壓充到250V左右時，PWM 控制器 UC3854芯片得電工作并進入軟起動階段，同時控制電路將抑制啟動輸入電流的電路旁路（短接）掉。

（4）UC3854軟起動完成后，DC-DC變換器開始工作。

（5）PWM 控制器 UC3854，將輸入電壓、輸出電壓、負載電流的變化情況綜合（PWM 調制）后，給開關管 VT的門極驅動發一系列的脈沖信號（驅動信號需要放大），這些脈沖信號讓變換器的電流 iL波形變化模仿輸入電壓波形 Vin的變化，并使二者保持同相，達到功率因數校正的目的。

對于所選擇的PWM控制芯片UC3854，其內部結構見圖2[5]。

圖1 升壓式功率因數校正裝置框圖

圖2 PWM控制芯片UC3854的內部結構

UC3854的引腳定義見下表1。

表1 UC3854的引腳定義

3.3 PWM控制器UC3854的工作原理

UC3854內部結構圖（見圖2）中，標有A、B、C的方框是所謂的乘法器，電壓誤差放大器的輸出（在引腳7上可以測量到）是乘法器的一個輸入，稱作 A。乘法器的另一個輸入，取自整流器的輸出電壓波形，通過引腳6引入，稱作B。前饋電壓校正是通過引腳6引入的，稱作C。這三個量在乘法器里運算后，乘法器輸出為電流Imo，它接到引腳5。這個電流Imo與實際電流值Isense（引腳4）在電流誤差放大器中進行比較。電流誤差放大器的右側是PWM比較器。在PWM比較器里，電流誤差放大器的輸出與芯片振蕩器的輸出斜坡電壓相比較。振蕩器與PWM比較器的輸出用來驅動一個RS觸發器，RS觸發器再驅動推挽電路輸出PWM信號（腳16），用來控制主電路開關管的開斷時刻。

振蕩器的定時電容從引腳14接入，定時電阻器外接在腳12，它在UC3854中還起到乘法器的最大輸出電流限制作用。另外，芯片工作電源自腳 15引入，腳1為芯片“地”。

UC3854內部結構圖的左上角，包含了一個欠壓鎖定比較器和一個使能比較器，它們都是滯環比較器，欠壓比較器用來監控芯片本身工作電源的電平；使能比較器可用來控制芯片是處于工作狀態還是封鎖狀態，只有當使能比較器的輸出都為高電平時，才允許芯片進入工作狀態。

這兩個比較器的下方是電壓比較器。芯片中的電壓比較器實際上是電壓誤差放大器。電壓比較器的同相輸入端內接 3V的參考電壓，反相輸入端連接到引腳11，稱作Vsence，Vsence代表的是輸出電壓。

電壓誤差放大器旁邊所接的二極管是想表示其內部作用而不是表示其實際配置。電壓誤差放大器的同相輸入端還連到下方的軟啟動電路。這樣可以讓電壓控制環在輸出電壓達到它的工作點之前就開始工作，可以消除一般電源裝置深受其害的開啟超調。在引腳11與放大器反向輸入端之間所接的二極管同樣是一個理想二極管，用來消除參考電壓上是否有額外的二極管壓降的疑慮。

引腳2上提供一個緊急峰值電流限制信號，當腳 2的電平被輕微地拉到“地”以下時，PWM 輸出信號就會被封鎖。

芯片內置了一個 14uA電流源給軟起動電路的定時電容器CT充電。

4 主要電路參數設計

4.1 主要設計要求

（1）輸入：AC 220V±20%，50Hz±5% 。

（2）輸出：DC 400V。

（3）輸出功率：5000W。

（4）電壓調整率：≤1%，負載 10%～100%變化范圍時。

（5）效率：≥80% 。

（6）功率因數：在輸入電壓220V±20%，輸出滿載時，≥99%。

4.2 主要參數計算與選擇

（1）主開關器件VT的選擇

開關器件所承受的最大電壓為輸出直流電壓，即400V。

開關器件所承受的最大電流為線路的最大峰值電流Iline(pk)。

式（3）中，Pout為輸出功率，為 5000W；Vin(min)為最低網壓的有效值，為 220（1%～20%）V；η為電源效率，為0.8。

算出：Iline(pk)=50A。

根據開關器件對電壓和電流的要求，開關器件選擇單管型 IGBT器件?？紤]適當的裕度以及在較高溫度下的降額使用后，本設計選擇 1200V/150A的IGBT器件。

（2）開關頻率的選擇

開關頻率高，可以減小APFC電路的結構尺寸，提高功率密度，減小失真；但頻率太高又會增大開關損耗，影響效率。本設計中將開關頻率選擇為30kHz，作為尺寸與效率之間的一種綜合考慮，這樣的頻率下，電感量的大小合理，尖峰失真小，電感器的物理尺寸較小，IGBT和 Boost 二極管 VD上的功率耗損也不會過多。

（3）Boost電感的計算[5]

在變換器頻率一定的情況下，電感值決定了輸入端高頻紋波的值。

線路輸入電流的最大值 Iline(pk)發生在最小網壓的峰值處，它的值前已算出，即Iline(pk)=50A。

升壓變換器的最大紋波電流發生在占空比為50%處，也就是當升壓比為M=Vout/Vin=1/(1-D)=2時。

電感器紋波電流的峰峰值，通常是按照最大輸入電流值的20%來選取的，這只是經驗值，因為這通常不是高頻紋波電流的最大值。紋波電流選擇過大，就可能使變換器進入斷續工作方式的時間在整個周期占的比例過大，為此就必須設計更大的輸入濾波器，以衰減更高頻的紋波電流。UC3854由于采用了平均電流方式控制，因此允許變換器在連續與斷續工作方式下平穩過渡并保持性能基本不變。

電感器的電感量是根據最小網壓下，正弦波定點處的電流幅值和占空比 D，再結合開關頻率來選擇的。

式（4）、（5）中，ΔI是紋波電流的峰峰值；Vout是輸出電壓；Vin(pk)是最小網壓的峰值；fs是開關頻率。

由（4）、（5）上式可算出：D=0.38，L=0.31mH。

高頻紋波電流是疊加在線路電流之上的，所以峰值電感電流就是線路電流的幅值與 1/2紋波電流峰峰值的和。本設計中，已將峰值電流限制設定為120%的最大電流，即60A。因此電感器額定電流按60A選擇。

（2）升壓二級管VD的選擇

升壓二級管應選trr小，正向壓降小且具有軟恢復特性的超快恢復二極管。二極管的額定電流必須大于電感上電流的最大峰值60A，并留有一定的裕度。

（3）輸出電容器的選擇

流過輸出電容器的總電流是開關紋波電流與二次諧波線路電流之和。輸出電容器的選擇應考慮開關頻率、紋波電流值、二次諧波紋波電流、直流輸出電壓值、輸出紋波電壓值及維持時間。

輸出維持時間，在選擇輸出電容器的電容量中起主導作用。它是指在輸入功率已經切斷（開關管關斷）之后，在給定的電壓范圍內，輸出電壓能夠維持的時間長度。

維持時間是輸出電容器儲能、負載功率、輸出電壓和負載容許工作的最小電壓之間的一個函數，輸出電容值可用下面的公式計算出。

式（6）中，C是輸出電容器的值；Pout是負載功率；Vout是輸出額定電壓；Vout(min)是負載容許工作的最小電壓；ΔT是維持時間。

可計算出C=8571uF，取為9000uF。

在大多數直流輸出的開關電源設計中，維持時間的經驗值是每瓦1到2u之間。計算值9000uF與經驗值兩者是相符合的。

5 實驗結果

在搭建的一個300W實驗裝置上，對調節裝置進行了詳細的實驗研究，試驗結果見圖 3～6，以下分別對實驗結果做出說明和分析。

圖3中的正弦波是輸入到調節裝置整流橋的輸入電壓波形。該電壓波形下的尖頂陡峭脈沖狀波形是PFC調節器尚未工作時，整流橋從電網取用的電流波形。從可看出該電流波形畸變得很嚴重。

圖3

圖4

圖4中的鋸齒波是UC3854內部的時鐘振蕩器產生的，用來與電流誤差放大器的輸出相比較，以決定PWM調制波的寬度；圖中的方波是PFC調節器開關管門極的 PWM波，其脈沖寬度即占空比是不斷變化著的，以使線路輸入電流緊密跟蹤輸入電壓波形的變化。

圖5

圖5中幅度較高的波形是整流器輸出的正弦雙半波電壓波形，幅度較低的波形是整流器直流側經過PFC后的線路電流波形，可看出該電流波形的包絡線已經變為為正弦雙半波，上面疊加的高頻紋波在輸出端很容易被濾除掉[4]。

圖6中幅度較高的波形是輸入該PFC調節裝置的交流電壓波形，幅度較低的波形是經過PFC后，負載從輸入端取用的線路電流波形。

圖6

將圖3與圖6進行比較，可明顯看到有了PFC后，輸入電流的波形已經有了根本性的改變。

從圖6可以明顯看出，輸入電流波形已經完美地模仿了輸入電壓的波形，且兩者保持同相，實現了功率因數校正的要求。

6 結論

研究與實驗表明，以升壓式電路拓撲與UC3854 PWM 控制芯片為基礎的功率因數校正裝置，功率因數校正效果好、電路結構簡單、體積小、工作可靠，價格低，具有廣泛的應用前景。

[1]王兆安,黃俊.電力電子技術[M].北京:機械工業出版社, 2000.

[2]葉治政,葉靖國. 開關電源[M].北京:高等教育出版社,1997.

[3]張占松,蔡宣三. 開關電源的原理和設計[M].北京:電子工業出版社,1998.

[4]李長明. EMI濾波對開關電源功率因數的影響. 通信電源技術,1997(9).

[5]Philip C. TODD. UC3854 Controlled Power Factor Correction Circuit Design. Unitrode Application Note.