280 W移相全橋軟開關DC/DC變換器設計

范學磊，劉 平，張本庚

（鄭州大學 信息工程學院，河南 鄭州 450001）

移相控制的全橋PWM變換器是最常用的中大功率DC/DC變換電路拓撲形式之一。移相PWM控制方式利用開關管的結電容和高頻變壓器的漏電感或原邊串聯電感作為諧振元件，使開關管能進行零電壓開通和關斷，從而有效地降低了電路的開關損耗和開關噪聲，減少了器件開關過程中產生的電磁干擾，為變換器提高開關頻率、提高效率、減小尺寸及減輕質量提供了良好的條件[1-3]。

然而，傳統的移相全橋變換器的輸出整流二極管存在反向恢復過程，會引起寄生振蕩，二極管上存在很高的尖峰電壓[4]，需增加阻容吸收回路進行抑制，文獻[5]和[6]分別提出了兩種帶箝位二極管的拓撲，可以很好地抑制寄生振蕩。本文采取文獻[6]提出的拓撲結構，設計了一臺280 W移相全橋軟開關DC/DC變換器，該變換器輸入電壓為 194～310 V，輸出電壓為76 V。

1 主電路拓撲及工作過程分析[6]

本設計所采用的主電路拓撲如圖1所示。其中VQ1～VQ4為4個開關管，VD1～VD4分別是4個開關管的寄生二極管，C1～C4分別為4個開關管的結電容和外接電容，VQ5和VQ6是2個箝位二極管，Lr是諧振電感，VDR1和VDR5為輸出整流二極管，CDR1和CDR2為輸出整流二極管的等效并聯電容。VQ1和VQ3組成超前橋臂，VQ2和VQ4組成滯后橋臂，每個橋臂的2個開關管互補180°導通，2個橋臂的導通角相差1個相位，即移相角，通過調節該相位就可以調節輸出電壓。這種拓撲通過增加2個箝位二極管VQ5、VQ6來消除次級整流管反向恢復引起的電壓振蕩，減小了次級整流管的電壓應力，并且箝位二極管VQ5、VQ6，在一個周期里分別只導通一次，減小了二極管VQ5，VQ6的電流損耗，提高了變換器的效率。

圖1 主電路拓撲

圖2為變換器的工作波形，其中，iLr為Lr上的電流，ip為變壓器原邊電流，UAB為A、B兩點電壓差，iD5為VD5的電流，iD6為VD6的電流。

圖2中，在一個開關周期中，該變換器有16種開關狀態，這里只分析前8種狀態。在分析前，先作如下假設：除輸出整流二極管外，所有開關管、二極管、電感和電容均為理想器件；變壓器的漏感很小，可以忽略不計；Lf? Lr/K2（K是變壓器原副邊匝比）；輸出整流二極管等效為一個理想二極管和一只電容的并聯。

圖2 變換器工作波形

1）狀態 1[t0，t1]：在 t0時刻以前，VQ1，VQ4和 VDR1導通。 在 t0時刻，VQ1關斷，諧振電感上的電流iLr對C1充電，對 C2放電，由于有C1和C2，VQ1為零電壓關斷，VD5和VD6不導通。

2）狀態 2[t1，t2]：t1時刻，C3的電壓降為 0，VD3自然導通，此時可以零電壓開VQ3。CDR2繼續放電，iLr和變壓器原邊電流ip繼續下降。

3）狀態 3[t2，t3]：t2時刻，CDR2完全放電，VDR2導通，2 個整流二極管都導通，副邊短接，iLr和ip相等，處于自然續流狀態。

4）狀態 4[t3，t4]：t3時刻，關斷 VQ4， ip給 C2放電，給 C4充電，iLr和 ip相等，一起線性下降，由于有 C2和 C4，VQ4是零電壓關斷。

5）狀態 5[t4，t6]：t4時刻，VD2導通，VD2能夠零電壓開通。 t5時刻，ip由正向過零，且向負方向增加，由于ip不足以提供負載電流，VDR1和 VDR2仍然導通，Vin全部加在 Lr上，iLr和 ip同時線性負增長。

6） 狀態 6[t6，t7]：t6時刻，VDR1關斷，VDR2流過全部負載電流。Lr與CDR1諧振，給CDR1充電，iLr和ip繼續線性負增長。

7）狀態 7[t7，t8]：t7時刻，CDR1電壓上升到 2Vm，VD6導通，將原邊電壓箝位在Vin，因此CDR1電壓被箝位在2Vin/K，到t8時刻，ip等于 iLr，VD6關斷。

8）狀態 8[t8，t9]：在此狀態中，原邊給負載提供能量，iLr和ip相等。

2 磁性元器件設計

2.1 變壓器設計

變壓器原副邊匝數比為

式中，Vinmin為輸出電壓最小值，Vo為輸出電壓，VD為輸出整流二極管壓降，Dmax為副邊最大占空比，這里取為0.8，因此，匝數比K取為2。

用鐵氧體磁芯EE55繞制該變壓器，原邊用7根線徑為0.33 mm的漆包線并繞28匝，副邊用11根線徑為0.33 mm的漆包線并繞14匝。

2.2 輸出濾波電感設計

輸出濾波電感應能夠存儲足夠大的能量，能夠在次級整流管自然續流時為負載提供連續的電流。當變換器輸入為310 V時，續流時間最大，為：

式中，濾波電感上電流的脈動量ΔiLf=20%Iomax，因此，Lf取為330 μs。

用鐵氧體磁芯PQ40繞制該電感，用18根線徑為0.33 mm的漆包線并繞31匝，氣隙為0.7 mm。

2.3 諧振電感設計

超前臂利用濾波電感和諧振電感的能量很容易實現軟開關，而滯后臂只能利用諧振電感的能量來實現軟開關，相對超前臂來說，滯后臂只能在較窄的負載范圍內實現軟開關。為了實現滯后臂的軟開關，必須滿足：

式中，Coss為開關管的寄生和外接電容，為300 pF，I為滯后臂關斷時原邊電流的大小，而變換器在1/3滿載時

因此，Lr取為 120 μH。用鐵氧體磁芯 PQ40繞制該電感，用7根線徑為0.33 mm的漆包線并繞 32匝，氣隙為2 mm。

3 實驗結果

本文設計的變換器的主要參數如下：Vin=194~310 V，Vo=76 V，Pomax=280 W，K=2，f=80 kHz，Lr=120 μH，Lf=330 μH，Co=3 000 μF，開關管采用 12N60，Coss=300 pF。

圖3為超前臂的ZVS波形，圖4為滯后臂的ZVS波形。輸入電壓為250 V，VGS為驅動電壓，VDS為漏源電壓，由圖3和圖4可以看出變換器的超前臂和滯后臂都可以實現零電壓開通。

圖5為輸出整流二極管VDR1電壓波形，VDR1為VDR1兩端的端電壓，由圖5可知，VDR1關斷后，經過很小一段時間，箝位二極管VD6開通，將VDR1箝位，沒有出現電壓振蕩，當VD6截止后，出現了很小的電壓振蕩，電壓尖峰值不大于箝位電壓，因此次級整流管的的電壓應力可以大大減小。

圖3 超前臂ZVS波形

圖4 滯后臂ZVS波形

圖5 VDR1電壓波形

4 結 論

本文分析了一種移相全橋軟開關變換器的拓撲，在分析的基礎上設計了一臺280 W的軟開關DC/DC變換器，該變換器在變壓器原邊采用2個箝位二極管。實驗證明，該方案在實現開關管零電壓開關的同時，能夠有效地抑制輸出整流二極管反向恢復所帶來的電壓振蕩，減小了次級整流二極管的電壓應力。

[1]張勇強，金新民，張斌斌.改進型移相全橋ZVZCS直流變換器[J].變流技術與電力牽引，2007（1）：33-38.

[2]陳堅.電力電子學-電力電子變換和控制技術 [M].北京：高等教育出版社，2002.

[3]呂延會，張元敏，羅書克.移相全橋零電壓軟開關諧振電路研究[J].電力系統保護與控制，2009，37（5）：71-74.

[4]阮新波，嚴仰光.脈寬調制DC/DC全橋變換器的軟開關技術[M].北京：科學出版社，2001.

[5]Redl R，Sokal N O，Balogh L.A novel soft-switching full-bridge DC/DC converter： analysis， design considerations，and experimental results at 1.5kW，100kHz[J].IEEE Trans on power Electronics， 1991，6（3）：408-418.

[6]RUAN Xin-bo，LIU Fu-xin.An improved ZVS PWM full-bridge converterwith clamping diodes [C].PowerElectronics Specialists Conference，2004（2）：1476-1481.