開關電源的并聯均流與恒功率輸出

林浩冬，徐靈飛

成都理工大學工程技術學院，四川樂山 614000

0 引言

自開關穩壓電源問世后，以其效率高、體積小、重量輕等優勢在計算機、通信、航空航天、儀器儀表及家用電器等領域逐步取代了效率低且笨重的線性穩壓電源和晶閘管相控電源。早期出現的開關電源為串聯型，其主電路拓撲與線性電源相仿，但存在著體積大、效率低、承受過載和短路能力差等缺點。隨著脈沖寬度調制（PWM）技術的發展，PWM的控制方式愈來愈多地應用于開關控制器的設計。其特征是電路設計簡單，性能穩定，控制型效率高，能夠很好的穩定電壓幅值，同時，通過改變脈沖寬度占空比固定開關的頻率改善波形，具有良好的抑制輸出電壓紋波和噪聲功能。PWM的開關電源，電流模式的又明顯優于電壓模式，因為電流模式的PWM 電源是電壓、電流雙環反饋，動態性能更好，并且自動抑制磁偏。下面的討論全部基于Unitrode 公司（已被TI收購）生產的UC3856 電流模式PWM 控制器。

1 基于分立器件的恒功率短路保護

一個完善的電源必定有著各種各樣的保護措施，比如：輸入過壓，欠壓，浪涌；電源本身過熱；輸出空載和短路。根據電源短路時輸出的伏安曲線，其短路保護策略分為關斷（7 字型伏安曲線）；恒流（下垂型伏安曲線）和恒功率（雙曲線型伏安曲線）3種。恒功率輸出的伏安曲線如圖1所示：電源正常工作在恒壓區。當負載短路時，電源降低輸出電壓，保證輸出功率不變，器件不會過熱，電源仍然可以正常工作，電源處于恒功率區。隨著負載電阻進一步減小，輸出功率不變，電流增大，電感和變壓器的磁芯會逐漸飽和，必須限定輸出電流，電源將進入恒流區。也就是說，恒功率輸出這種短路保護策略是讓電源在不燒毀自身的前提下，盡最大努力保證負載工作。

圖1 電源短路時恒功率輸出的伏安曲線

用分立器件搭出短路時恒功率輸出的電路，最簡單的方法只需要幾個二極管和運放。

圖2 恒功率輸出的電路

設電源輸出恒壓區200V,恒功率區100W，恒流區1A。a 點=Vo/100，b 點＝Io×0.1Ω。上面的電路實際是在伏安曲線圖上200V、0.5A和100V、1A 這兩點之間畫了一條向下傾斜的直線來代替恒功率的雙曲線。誤差最大的地方在直線段的中點，輸出功率為150V×0.75A=112.5W，誤差12.5%。功率影響的是器件的散熱，要求不如電壓和電流嚴格，還是可以接受的。運放N4A 計算的是電源輸出的電壓和電流乘上一個系數在相加，也就是說R1和R2的取值要保證200V、0.5A和100V、1A時，運放N4A的3 腳輸入不變。例如R1=20kΩ，R2=1kΩ。然后調整R3和R4的比值，使200V、0.5A和100V、1A時，運放N4A的1 腳輸出2.5V（2.5V是VCC的一半）。運放N2A和N3A 實際是比較器。如果電源輸出電流大于1A 或者輸出功率大于100W，那么運放N2A 或N3A輸出VCC（5V）。二極管導通，累加一個電壓到運放N1A 上去。反之，二極管截斷，運放N1A只受a 點電壓的影響。另外，運放N1A 不是分立器件，是集成在UC3856 中的電壓放大器。參考電位VREF不能高于VCC（5V）減去二極管的門限電壓（例如肖特基二極管為 0.5V）。

2 基于UC3907的并聯均流

如果用兩個200V、100W，短路時恒功率輸出的開關電源模塊并聯在一起去給200V、150W的負載供電。由于模塊間的差異性，模塊1單獨工作時輸出200V，模塊2單獨工作時輸出199.9V。那么它們并聯起來工作時，輸出電壓199.9V，模塊1輸出100W 模塊2輸出50W。在這種情況下，模塊1的工作溫度就就會比模塊2高出幾度到十幾度，其元件老化速度也要比模塊2高出很多。所以我們需要一種并聯均流技術，來將工作負載盡量平均的分到各個并聯的電源模塊上。

電流均流法很多，有：下垂法、主從法、外接控制器法、平均電流法、最大電流法等。相對而言最大電流法性能最好，調整簡單易實現，均流母線開路或短路都不會影響各電源模塊的獨立工作，任一模塊的故障也不會影響均流功能的實現。最大電流自動均流法是一種自動設定主模塊和從模塊的方法，即在N個并聯的模塊電源中，輸出電流最大的模塊電源，將自動成為主模塊.而其余的模塊電源則為從模塊，它們的電壓誤差依次被整定，以校正負載電流分配的不平衡。其原理圖如下：

圖3 最大電流法均流原理圖

UC3907 就是采用這種工作原理的均流控制芯片。這種均流芯片目前使用較廣泛。UC3907 均流控制芯片能使并聯運行的電源模塊單元工作在所設定的電流值上，均流精度可達2.5%。

3 基于DSP的數字化恒功率和并聯均流方案

我們上次做的一個開關電源模塊，300V 到150V100W的輸出，體積要求香煙盒大小（8.8×5.5×2.2cm），要同時做短路時恒功率輸出和模塊間并聯均流，空間很緊張。但是這個電源模塊的負載變化極慢，幾乎沒有動態特性要求。所以我們定出方案，用一片DSP 來實現恒壓，恒功率和并聯均流3個反饋環。

經過實際調研和性能比較，TI 公司的C2000 系列DSP 芯片具有諸多優點，包括定點處理器C24X和C28X。C24X 系列為16位定點處理器，運算速度為20MIPS～40MIPS，可用于低速數據采集；TMS320C28X DSP 系列為32 位定點處理器，運算速度高達400MIPS，可用于高速數據采集。C2000 系列采用高性能的靜態CMOS 技術，3.3V 電壓供電，內核電壓為1.8V，片內程序空間集成Flash，可以將系統控制程序直接燒入DSP 芯片內部而不用外擴Flash 存儲芯片，減少系統的功耗和體積。C24X 系列DSP 內置2×8 通道10 位數據轉換（ADC），轉換時間約為500ns；C28X 系列DSP 內置2×8 通道12 位數模轉換（ADC），轉換時間為80ns。經過分析和比較，我們選擇用UC1856（uc3856的軍溫級）加上TMS320LF2401AVFS 來搭建這個電源模塊。

UC1856的電流檢測腳采用正常接法，對于推挽拓撲的開關電源，是接在開關管下方的電流檢測電阻上。UC1856的電壓檢測放大器接成電壓跟隨的形式（一般情況是積分或者比例積分的形式），接到一個由TMS320LF2401AVFS 控制的D/A 轉換器上。電源的輸出電壓采樣，輸出電流采樣，均流誤差采樣的模擬電壓信號接到TMS320LF2401AVFS的3個A/D 通道上。TMS320LF2401AVFS 通過控制UC1856的電壓檢測放大器的輸入，來調整PWM的占空比，最終完成恒壓，恒功率和并聯均流三項工作。

TMS320LF2401AVFS的算法流程如下：

步驟一：損壞防止

1）電源輸出電壓是否超過最大電壓300V？超出計算差值，未超出此項為零；

2）電源輸出電流是否超過最大電流2/3A？超出計算差值，未超出此項為零；

3）電源輸出功率是否超過最大功率100W？超出計算差值，未超出此項為零；

4）計算損壞函數f1=α×電壓超出量+β*電流超出量+γ×功率超出量，（αβγ是系數，其中功率是二次量衰減系數更大）。如果f1 大于0 跳轉到步驟三，否則繼續步驟二。

步驟二：性能調節

1）計算f2=電源輸出電壓－參考電位VREF；

2） f3=均流誤差。

步驟三：占空比調節

根據f1 進行大步長衰減，根據f2 進行中步長調節，根據f3進行小步長的修正。

為了加速收斂和衰減震蕩，采用了標準的PID 算法。

根據最終的測試結果，這個UC1856 加上TMS320LF2401AVFS的電源模塊，調壓精度約1/1000，和TMS320LF2401AVFS的10bitA/D 一致。其占空比調節的頻率大概是20KHz ，動態性能不光滿足上次設計的特殊用途，對于一般應用，外加一兩顆儲能的大電容，也能滿足要求。

4 結論

本文總結了開關電源在短路保護時，采用恒功率輸出和多電源模塊之間進行并聯均流的一般實現方法。以及本人所在項目團隊，在做上一個電源項目時，有特殊要求的情況下，恒功率輸出和并聯均流的實現方法。希望能為電力電子技術的愛好者和工程師，開拓思路，略有助益。

[1]ABRAHAM I.P 開關電源設計[M].王志強，譯.電子工業出版社，2007.

[2]Texas Instruments.UC3856/UC3907/TMS320LF24XX DATASHEET，2010.

[3]張占松，蔡宣三.開關電源的原理與設計[M].電子工業出版社，2004.

[4]林國慶，陳為，陳和平.新型恒功率輸出開關變換器控制策略的研究[J].電工電能新技術，2002，21(4)：51-53.