基于軟件無線電寬帶接收機研究與仿真

莫程建，周勝源

（桂林電子科技大學 信息與通信學院，廣西 桂林 541004）

隨著數字信號處理技術、電子器件和工藝的發展，A/D轉換頻率也飛速提高，采樣頻率已經從基帶進入到了較高頻率，即可以從中頻直接采樣，繼而進行數字信號處理。這也是當今研究的熱點：軟件無線電技術[1]。寬帶射頻接收系統設計的目的是滿足系統參數指標的要求，盡可能減小元件數量、功耗和成本。寬帶射頻前端由于頻段的帶寬很寬，設計時盡可能降低對后續處理能力要求[2-3]。但是，寬帶接收機存在一系列技術難點，如寬頻段信號鏡像干擾、頻率選擇、噪聲干擾、本振功率與穩定功率輸出及高中頻增益等問題，在工程實踐中更有抗惡劣環境和高可靠性要求。這里提出了一種應用在軟件無線電電臺的寬頻段接收機的設計方案并對該方案的可行性進行論述，最后利用射頻電路仿真軟件ADS2008[4]進行系統的建模與仿真，實現5～925 MHz寬頻帶解決方法。

1 方案設計及可行性分析

針對軟件無線電的工作頻率范圍為5～925 MHz，如果選擇一次混頻結構，則要求射頻信號分成若干個子頻段，分開處理，這樣就增加了設計的復雜性，而且一次混頻結構對鏡像頻率信號的抑制度較低。綜合考慮后，該系統射頻前端接收部分采用三級混頻的結構，通過改變第一級本振頻率，選擇接收5～925 MHz的射頻信號，經3次混頻后輸出30 MHz固定中頻信號。射頻前端主要完成對信號的放大、濾波、混頻、衰減等功能 ，并提供對鏡像頻率、中頻頻率、互調信號等干擾信號的抑制[5]。射頻前端包括濾波器、混頻器、放大器及本振等單元，其原理框如圖1所示。

這種方案的最大的缺點是組合干擾頻率點多，這是因為混頻器不是一個理想的乘法器，而是一個非線性器件，會引入大量交調分量，并且鏡像干擾的現象最為嚴重[6]。目前隨著濾波器制造工藝的提高，與天線相連的濾波器會受到較大程度上的抑制鏡像頻率，三級中頻頻率的選擇必須綜合考慮射頻信號的接收，考慮本地振蕩器的可實現性和鏡像頻率的抑制性。第一級混頻通過上變頻方式把接收信號搬移到一個比較高的第一中頻1 575 MHz，通過控制端口改變第一級本振頻率，以適應不同頻率的射頻信號。第二級混頻把1 575 MHz搬移到300 MHz，這時產生的第二中頻值比較高，這樣可以提高鏡像頻率抗擾性（接收機抑制鏡像頻率干擾的能力）。第二個帶通濾波器主要完成頻帶預選和濾除鏡像干擾功能。第二級混頻后經過2個可選帶寬（5 MHz和20 MHz）的濾波器，得到1個300 MHz的窄帶信號。最后經過線性放大器放大再經過最后一級混頻，得到30 MHz的中頻窄帶信號。設計中有2個放大器，圖1中的第1個放大器為低噪聲放大器（LAN），LAN的設計，就是在增益、噪聲系數、動態范圍、VSWR、穩定性等指標進行平衡折衷。由于LAN的噪聲系數對整個系統的噪聲系數影響很大，所以應盡量選擇噪聲系能更優的LAN。圖1中第二個放大器為高增益放大器，其承擔主要的放大任務，由于其工作的頻段較LAN的工作頻段低，所以實現其高增益也更容易、更穩定[6]。

方案中所選取的各級中頻和本振，都必須經過仔細計算所產生的頻率組合，盡量不落入帶寬內。文中多次用到的高中頻可有效避免組合干擾，極大減少虛假響應。主要體現在：

1）能有效克服鏡像頻率的干擾。當工作頻率較寬時，如果中頻較低，鏡像頻率可能會落入信號頻率范圍內。比如對2～926 MHz信號，如果取第一中頻為300 MHz，那么當FRF=100 MHz時，FLO=400 MHz時，鏡頻500 MHz在輸入寬頻頻帶信號內，無法用濾波器消除。

2）有利于中頻泄露的抑制。比如對于2～926 MHz信號，如果中頻取帶內任意頻率的信號，都會發生信號的直接泄露，僅僅由于混頻器端口的隔離度衰減為20～40 dB。

3）能有效避免中頻的低次諧波落入射頻信號帶內。比如對于2～926 MHz信號，若去第一中頻為300 MHz，二次諧波600 MHz落入射頻信號帶內，可能會再次混頻，產生干擾。

系統的性能取決于方案的設計，所以需合理選擇3個本振和3個中頻的頻率，仔細計算可能產生的頻率組合。采用這種方案的優點是改變接收頻段靈活，只要控制第一級頻率合成器的頻率，就可接收不同頻段的信號。而且該方案能達到很高的動態、靈敏度和鏡像抑制，能滿足多種體制要求。

2 寬帶射頻前端接收系統仿真

通過前面的討論可知，方案采用三級混頻方案，合理分配增益，通過調節第一級頻率合成器，選擇接收所需要接受的頻段。整個系統的仿真圖如圖2所示。

3 系統性能仿真

3.1 接收機頻帶選擇性仿真

接收機射頻前端的頻帶選擇性的好壞，主要由前端的選頻網絡所決定。本方案中的第一級混頻結構代替了傳統的可調濾波器，通過調節第一級本振的數值，即可改變選頻網絡的中心頻率。以設置本振為1.810 GHz，實現對235 MHz射頻信號的選擇。在ADS中搭建第一級混頻電路的仿真原理圖，如圖3所示。

由圖4可以看出，接收機在中心頻率235 MHz處最大增益為12.854 dB，也就是LNA的增益減去濾波器和混頻器的插入損耗。在偏離中心頻率25 MHz處有－19.255 dB的損耗，能很好抑制帶外干擾信號。

3.2 接收機射頻前端信道選擇性仿真

信道選擇功能主要由中頻濾波器完成。仿真電路圖是整個系統的原理圖。信道選擇性仿真結果如圖5所示。

由圖5可以看出，中心頻率235 MHz處系統最大增益約93 dB；通頻帶為20 MHz時，增益為87 dB。一般接收信號都集中在離中心頻率10 MHz的范圍內，帶內波動不大，因此不會導致接收到的信號產生較大失真。鄰道抑制達到－100 dB左右，優于設計目標。

3.3 本振輸出功率對中頻輸出功率的影響仿真

設置接收機的輸入功率RF_pwr=-70 dBm，當三本振功率 LO3_pwr從-30～-5 dBm變化時（間隔為 1 dBm），接收機輸出功率與LO_pwr之間的關系如圖6所示。由圖6可以看出，輸出功率電平隨著本振輸出功率的增加逐漸增大，當本振功率大于0 dBm，輸出功率才逐漸趨于穩定。對于接收機，足夠的本振輸出是保證系統指標的重要前提，但是這與系統的低功耗又是一對矛盾，這需要根據需要在二者之間權衡。

3.4 接收機射頻前端噪聲系數的仿真

噪聲系數是接收機輸入信噪比RSN與中頻放大器輸出信噪比RSN之比[7]。N級電路級聯時接收機的總噪聲系數為：

式中，Fin為總噪聲系數；F1…Fn為各級噪聲系數；G1…Gn為各級額定功率增益。

式（1）給出了重要結論：為了使接收機的總噪聲系數小，要求各級的噪聲系數小，額定功率增益高。而各級內部噪聲的影響并不相同，技術越靠前，對總噪聲系數的影響越大。所以總噪聲系數主要取決于最前面幾級，這就是接收機要采用噪聲系數比較低的LNA的主要原因。本方案的噪聲系數仿真結果如圖7所示。

由圖7可以看出，在235 MHz射頻信號的通頻帶內的噪聲系數約為4.710 dB，噪聲系數優于設計要求，這主要得益于第一級LNA的噪聲系數比較低，約為1 dB，由此也可以看出LNA的性能對整個系統性能的影響是至關重要的。

3.5 接收機射頻前端頻域響應特性仿真

該仿真可以看到本方案接收機是如何將射頻信號的頻譜搬移到中頻的，也就是接收機的頻域響應特性。假設接收機接收的是一個載頻為235 MHz，電平為-90 dBm的交流信號，設置最高次諧波次數為3。同樣，本地振蕩器也使用交流功率信號源，最高諧波次數也為3。由圖8可以直觀地看到輸入和輸出的頻率譜。中頻30 MHz輸出的頻率點比較純凈，各種諧波得到很好抑制，不會對有用信號造成干擾。

4 結束語

在研究軟件無線電系統的基礎上，結合目前的器件水平，針對5～925 MHz的寬帶射頻前端，采用三級混頻的超外差式中頻數字化結構，建立了一個通用化、標準化、模塊化的射頻前端接收機系統仿真平臺。由于前端選頻網絡利用混頻結構代替傳統的電調濾波器結構，使得射頻前端結構得以大大簡化。從整體的仿真分析可以看出，方案中的結構應用在軟件無線電射頻前端是可行的。

[1]鈕心析，楊義先.軟件無線電技術與應用[M].北京：北京郵電大學出版社，2000.

[2]Ludwig H，Bretchko P.RF circuit design:theory and application[M].Person Education， Inc， 2000.

[3]張嶸.寬帶高靈敏度數字接收機[D].成都：電子科技大學，2002.

[4]陳艷華，李朝暉，夏瑋.ADS應用詳解——射頻電路設計與仿真[M].北京：人民郵電出版社，2008.

[5]陳邦媛.射頻通信電路[M].北京：科學出版社，2003.

[6]鄒涌泉.一種軟件無線電寬帶射頻前端的設計[J]，電訊技術，2007，47（1）：68-70.

ZOU Yong-quan.Design of a broadband RF front end based on software defined radio （SDR）[J].Telecommunication Engineering，2007，47（1）：68-70.

[7]范博，杜平.現代無線通信電路設計與設計[M].北京：機械工業出版社，2000.