多重電壓型高壓變頻在同步機調速上的研究

李超鋒，劉惠康

（武漢科技大學信息科學與工程學院，湖北武漢430081）

1 引言

隨著工業的迅速發展，一些生產機械所要求的功率越來越大，如空氣壓縮機、球磨機、送風機等，這些設備所要求的功率達到數百甚至上千千瓦，此時采用同步電機將更有優勢。相對于異步電機，同步電機具有以下優點：①可以通過控制勵磁調節其功率因數，功率因數通常接近1.0甚至超前，在一個工廠中只需少數幾臺大容量同步電機，就能改善電網的功率因數；②轉速與電源頻率嚴格保持同步，只要電源頻率保持恒定，同步電機的轉速就絕對不變，運行轉速穩定；③其力矩與電網電壓成正比，對電網波動的抗擾動能力強于異步電機。

交流同步電機大多數為大容量高壓電機，由于其自身物理過程復雜，需要勵磁系統配合，在調速時需要解決失步問題，所以同步電機控制難度高，同步機調速一直是電氣驅動領域的一大難題。將多重電壓型高壓變頻應用于同步電動機將有效地提高同步電機變頻調速系統的可靠性，擴大同步電機的調速范圍，提高節能改造帶來的效益。

2 多重電壓型高壓變頻系統

圖1 原理示意圖

如圖1所示為多重電壓型高壓變頻系統的工作原理圖，以每相8個功率單元為例，每個功率模塊可以產生0至±540V的電壓輸出，通過串聯方式為可以每相提供0至±4320V的相電壓，通過波形連續變換方法或其他全電壓PWM技術，可以在線間輸出0至±8640V的電壓。

多重電壓型高壓變頻系統的主電路如圖2所示，三項高壓電接入移相變壓器一次側，在二次側轉換為24個低壓交流電分別輸出給24個功率單元模塊，功率單元通過整流和逆變，可以輸出正電壓、零電壓和負電壓3種狀態。將每一相相鄰的兩個功率單元輸出端順次相連，從而構成串聯疊加的方式，控制各個功率單元模塊的輸出電壓，即控制每個功率單元模塊輸出電壓為正電壓、負電壓、零電壓以及各個電壓輸出時間的長短，經疊加后可以得到接近正弦波的多階梯波，為了減小輸出諧波，對功率單元的逆變橋采取PWM控制，其輸出相電壓的波形進一步逼近正弦波。

圖2 主電路結構圖

功率單元模塊原理如圖3所示，三相低壓交流電通過整流電路整流后變為脈動直流電，經過電容器組濾波器后變為直流電送到單相逆變橋式電路中，此逆變電路由4只IGBT組成H橋結構，控制4個IGBT的開關狀態，可以在逆變橋的輸出端得到零電壓、正電壓和負電壓。此功率單元模塊在整流部分采用IGBT和續流二極管組成整流橋，當同步機工作在第四象限時，回饋電流可以通過可逆整流橋回饋電網，真正實現電能的回收利用。假設每個功率單元將單元的輸入電壓均為400V，經過整流濾波后，中間的直流電壓為566V，將逆變橋的4只 IGBT 分為兩組，其中 VI1、VI2互鎖，VI3、VI4互鎖，即 VI1、VI2不能同時導通，VI3、VI4不能同時導通。當VI1和VI4導通時，在輸出端輸出電壓為+566V,當VI2和VI3導通時，在輸出端輸出電壓為-566V，當VI1和VI3導通時，在輸出端輸出電壓為0V，此時由于每個IGBT均并聯續流二極管，正反向電流均可以自由流通，相當于U1、U2兩個輸出端短路。

圖3 功率單元模塊原理圖

為了減小系統的輸入輸出諧波，多重電壓型高壓變頻系統采用輸入多重化技術，即在移相變壓器采用變壓器延邊三角形移相技術，使在二次側使二次線電壓超前或落后一次線電壓任意角度，以便實現多脈沖的整流。例如本例中移相變壓器二次側共有24組繞組，如果將每一層的單元所對應的變壓器二次繞組采用相似的連接，即結成同一個相位角，則可以將24個繞組分為8個大組，每組之間相位差為60/8＝7.5°。上述接法是將三個功率單元作為一組，組間相差7.5°，從而構成8組移相的48脈沖多重化整流方式。此方式中，一次側中的電流諧波為48k±1次，即一次側電流中最低次諧波為47次，可見采用輸入多重化整流技術可以使輸入電流諧波急劇減小，對電網基本上沒有干擾。當采用載波移相SPWM控制時，系統的輸出電壓中的最低次諧波為qN-1次，其中q為功率單元疊加數目，N為功率單元載波比，可以看出，采用q單元疊加式時，輸出電壓中不存在低次諧波。

綜上所述，多重電壓型高壓變頻技術對于高壓變頻而言有著明顯的技術優勢，主要有以下優點：移相變壓器采用多重化設計，大大降低輸入電流諧波，減小了對電網的諧波干擾；逆變器采用多電平SPWM技術，輸出電壓波形非常逼近正弦波，不存在低次諧波；實現同步電機四象限運行；可以在高頻運行，提高了調速范圍；輸出du/dt很小，電機絕緣不受影響。

3 同步電機變頻起動

同步電機的起動問題是同步電機投入運行所要面對的首要問題，由同步電機的原理可知，同步電機不能進行自起動，需要另加起動繞組。同步電機與普通異步電機運行上主要的區別是異步電機在運行時，電樞電壓矢量與轉子磁極位置之間的夾角是任意的，而同步電機在運行時，電樞電壓矢量與轉子磁極位置之間的夾角θ必須在某一范圍之內，否則將導致系統失步，因此同步電機變頻調速時必須時刻控制這一夾角在允許的范圍內變動。

同步電機變頻起動時，定子由多重電壓高壓變頻系統供電，由定子頻率控制轉子轉速。對于同步機起動，可以采用矢量控制理論，將定子電流分解為規定的磁場電流和轉矩電流，分別進行控制，同時將兩者合成的定子電流供給電機，將同步電機等效為直流電機進行控制，同時忽略凸極式同步電機磁軸不對稱，轉子阻尼繞組和磁化曲線的非線性等次要因素的影響。同步電機的變頻起動方式有兩種：即異步起動和同步起動。

目前應用較多的起動方法是同步起動，同步起動就是先向勵磁繞組中加入直流勵磁電流，然后高壓變頻起動。同步電機同步起動過程可以分為整步過程和加速過程：①向勵磁繞組中通入直流電，在勵磁繞組上建立一定磁場；通過多重電壓型高壓變頻裝置向定子上施加一定電壓，從而在定子上產生一個磁場，轉子在定子磁場和轉子磁場的作用下開始旋轉，轉子磁極逐漸向電子磁極的異性端靠近。變頻裝置按照電機運行的正方向，旋轉在定子上的電壓矢量，隨著同步電機轉子的轉動和定子磁場的旋轉，轉子磁極將在某一時刻接觸定子的異性磁極。此時，轉子磁極被定子磁極吸引，兩者經過阻尼震蕩后，穩定于一個較小的角度，同步電機整步過程完成。②當轉子磁極被定子磁極可靠吸引之后，起動過程進入到加速階段。在此階段，根據換相方式不同可以分為電流斷續法換相和自然換相兩個階段。在起動初期和低速運行時，變頻系統輸出頻率很低，同步電機產生的反電動勢不足以關斷逆變部分的晶閘管，此時晶閘管需要換相時需要采用電流斷續法進行換相。隨著變頻系統輸出頻率的增加，同步電機可以產生足夠大的反電動勢關斷晶閘管進行換相，進入自然換相階段，變頻裝置輸出頻率逐漸增加到給定頻率，θ角逐漸增大到一個固定值，然后電機轉子磁極逐漸加速至期望轉速，同步電機起動過程完成，其起動過程如圖4所示。通過在除塵風機上的應用，發現，當變頻裝置起動到8-10HZ時，系統中會產生2.5-3倍的過電流，如果不采取措施將會擊穿變頻裝置中的IGBT。為了防止這種情況的發生，在對變頻裝置的IGBT進行選型時，要選擇留有一定裕量，充分利用IGBT的1.5倍過載能力配合變頻器的保護功能，使變頻裝置在一分鐘內能夠承受3倍的過載電流，從而順利完成同步電機的起動。

圖4 起動過程

對于以上的同步起動，如果電機的轉子位置判斷錯誤，就會導致起動失敗。對于同步電機的變頻起動還可以采用異步起動，即先由變頻系統對同步電機進行異步起動，達到額定起動轉矩后，進行順極性投勵。在起動過程中，變頻裝置對同步電機進行軟起動，當起動至8-10Hz時，對同步電機進行順極性投勵，同步電機的定子磁極和轉子磁極經過少量的阻尼振蕩后穩定在一個比較小的角度，此時同步電機的定子磁極將轉子磁極可靠吸引，同步電機進入同步狀態。此后，變頻裝置按照設定的加速時間，逐漸將頻率增加至給定值。于此同時，同步電機轉子磁極位置與電樞電壓矢量之間的夾角逐漸拉大到某一常值，電機轉子磁極在定子磁場的吸引下逐漸加速至期望轉速，同步電機起動過程完成，此過程與同步起動過程類似。

4 勵磁電流調節

當電機進入穩態運行時，多重電壓型高壓變頻裝置為同步電機提供多電平PWM波形相電壓，十分逼近正弦波，同時大大降低了輸入電流諧波，可以完全等效于一個交流電源。由同步電機原理分析可知，同步電機的勵磁電流，就可以改變功率因數。可以通過雙閉環系統來實現勵磁電流和功率因數的調節，對定子電壓電流進行反饋，作為外環反饋，對勵磁電流進行采樣，作為內環反饋。其具體過程如下，通過對定子電壓和電流的計算，得出實際的功率因數，輸出與其對應的電壓值，然后于給定電壓值進行比較，得出差值，通過PI調節器進行計算，其輸出值作為勵磁電流的給定值。在內環，通過采樣得到勵磁電流的實際值，與給定值進行比較，其差值送入PI調節器進行計算，其輸出值控制整流裝置的觸發脈沖移相控制信號，從而改變勵磁電流的大小。其示原理如圖5所示。

圖5 勵磁電流控制框圖

5 結束語

多重電壓型高壓變頻系統大大降低輸入電流諧波，減小了對電網的諧波干擾，輸出電壓波形非常逼近正弦波，實現同步電機四象限運行，不存在交-交變頻中存在輸出頻率范圍小、輸入輸出諧波大、功率因數低等缺點。多重電壓型高壓變頻應用于同步電動機調速系統將有效地提高同步電機變頻調速系統的可靠性，擴大同步電機的調速范圍，并且擴大了多重電壓型高壓變頻的應用領域。目前多重電壓高壓變頻系統已經應用于某煉鐵廠高爐除塵風機，取得良好的調速效果和節能效益。

［1] 張 皓，續明進，楊 梅.高壓大功率交流變頻調速技術［M] .北京：機械工業出版社，2006.

［2] 李志杰，張遇杰.同步電機調速系統［M] .北京：機械工業出版社，1996.

［3] 李崇堅.交流同步電機調速［M] .北京：科學出版社，1996.

［4] 許 榮，劉鵬飛.同步電機變頻啟動策略研究［J] .中國科技信息，2008，30(6)：44-46.