基于智能功率模塊的開關(guān)磁阻電機(jī)控制器設(shè)計

馬 迅

(電子科技大學(xué)空天科學(xué)技術(shù)研究院,四川成都 611731)

0 引 言

開關(guān)磁阻電機(jī)驅(qū)動系統(tǒng)(SRD)是一種新型的機(jī)電一體化調(diào)速系統(tǒng),集開關(guān)磁阻電動機(jī)(SR電機(jī))與現(xiàn)代電力電子技術(shù)、控制技術(shù)為一體,是現(xiàn)代交流調(diào)速領(lǐng)域的熱門研究課題[1].與傳統(tǒng)的交直流傳動系統(tǒng)相比,SR電機(jī)不但保持了感應(yīng)電動機(jī)的全部優(yōu)點(diǎn),而且具有結(jié)構(gòu)簡單、堅固,成本低,工作可靠,起動轉(zhuǎn)矩大,調(diào)速范圍寬,控制靈活等優(yōu)點(diǎn)[2,3].SRD主要由SR電機(jī)、功率變換器、控制器和檢測器4部分組成[3,4](見圖1).

圖1 SRD基本構(gòu)成示意圖

由于本系統(tǒng)控制對象為4相8/6極SR電機(jī),額定功率1.5 kW.在設(shè)計時,系統(tǒng)采用“H”橋式功率主電路,用兩塊IPM并聯(lián),簡化了硬件電路,提高了系統(tǒng)集成度和可靠度,同時,采用電流、速度雙閉環(huán)PI控制兩相導(dǎo)通模式,電機(jī)起動轉(zhuǎn)矩脈動減小,運(yùn)行更為平穩(wěn).

1 功率變換電路設(shè)計

在功率變換電路設(shè)計上,本文采用“H”橋式功率主電路,該主電路具有最少的開關(guān)管數(shù),且結(jié)構(gòu)簡單.同時,為了提高系統(tǒng)的可靠性和穩(wěn)定性,電路采用智能功率模塊(IPM)FCAS50SN60作為功率變換器的主電路.額定電流為50A的FCAS50SN60將高壓IC(HVIC)和低壓IC(LVIC)、IG BT、快速恢復(fù)二極管和電熱調(diào)節(jié)器集成在Mini-DIP封裝中,其集成的欠電壓鎖定(UVLO)和短路(SC)保護(hù)功能保證其實現(xiàn)出色的可靠性.

圖2 功率變換電路基本結(jié)構(gòu)

功率變換電路如圖2所示,由兩塊IPM組成.其中,IG BT1和D1組成IPM1的上側(cè),IG BT2和D2組成SPM1的下側(cè).同樣,在SPM2中IG BT3,D3組成上側(cè),IG BT4,D4組成下側(cè).4個IG BT與二極管的中間分別連接A,B,C,D四相繞組,四相繞組另一端接在一起.

FCAS50SN60為單電源15 V供電,高端IG BT通過自舉電路產(chǎn)生的懸浮電源VBS供電.懸浮電源VBS由自舉電阻R和自舉二極管D對自舉電容CBOOT充電(見圖3).當(dāng) VS被高端開關(guān)上拉到較高電壓時,由VBS對該自舉電容充電,附加在VS電壓上.電路的工作原理為,當(dāng) VS通過負(fù)載被拉到地時,15 V VCC電源通過自舉二極管DBS給自舉電容CBOOT充電,由此給VBS提供一個浮動電源.

圖3 HVIC自舉電路

當(dāng)高端IG BT開通時,自舉二極管必須能阻止高壓.由于電源最大額定電壓值為450 V,加上浪涌電壓50 V,再考慮100 V的裕量,故二極管耐壓應(yīng)該在600 V以上,且要求在最小導(dǎo)通時間內(nèi)對自舉電容快速充電,反向恢復(fù)時間小于100 ns.因此,本系統(tǒng)自舉二極管選擇快速恢復(fù)二極管UF4007.

當(dāng)高端IG BT導(dǎo)通時,自舉電容兩端電壓VBS會逐漸減小,電容存儲的電量被IG BT等電路消耗.自舉電容的選擇應(yīng)滿足IG BT導(dǎo)通所消耗的電量,使其不至于進(jìn)入欠壓保護(hù)狀態(tài),其最小電荷Qbs為,

其中:Qg為柵極電荷總量,f為器件工作頻率,Icbs(leak)為自舉電容漏電荷,Qls為內(nèi)部電平轉(zhuǎn)換器所需的電荷工作時,自舉電容要能夠提供這些電荷,并且保持電壓高于IG BT工作電壓,這里取最小電容值的2倍.

其中:C為自舉電容,Vf為自舉二極管正向壓降, VGSMIN為最小的柵—源極電壓.將參數(shù)帶入式(1)、(2),計算得 Cbs≥16μF.此外,自舉電容又不能太大,否則可能在導(dǎo)通時間內(nèi)不能達(dá)到供電電壓,故取Cbs=18μF.

4路DSP輸出PWM輸入信號,并通過高速光耦T LP2630隔離驅(qū)動A、B、C、D相IG BT.兼顧模塊工作頻率和盡量的減少SRM振動和噪聲,故PWM工作頻率定為6 kHz.

2 功率變換電路工作模式分析與設(shè)計

功率變換電路是電機(jī)電能轉(zhuǎn)換為機(jī)械能過程的關(guān)鍵執(zhí)行部件,因此功率變換器對整個系統(tǒng)的運(yùn)行性能起著至關(guān)重要的作用[4,5].對于本文的四相8/6極SR電機(jī)采用“H”橋式逆變電路,其有2種斬波工作模式.

2.1 四相斬波工作模式

在一個導(dǎo)通區(qū)間內(nèi),上下開關(guān)管要擔(dān)任換相任務(wù),同時對上下開關(guān)管同時進(jìn)行斬波控制.具體過程是,Q1和Q2是同時進(jìn)行開通和關(guān)斷進(jìn)行PWM斬波的,當(dāng)Q1、Q2關(guān)斷時,相繞組的儲能只能通過VD1、VD2續(xù)流,回饋電源.其續(xù)流途徑如圖4所示.

圖4 “H”橋式逆變電路和四相斬波續(xù)流工作模式

2.2 兩相斬波工作模式

在一個導(dǎo)通區(qū)間內(nèi)只對上橋臂(或下橋臂)進(jìn)行PWM斬波控制,而另一個開關(guān)管始終處于開通狀態(tài).不妨假定只對上橋臂Q1和Q3進(jìn)行PWM控制.在A、B兩相繞組導(dǎo)通區(qū)間內(nèi),Q1進(jìn)行PWM斬波控制,Q2始終導(dǎo)通.其續(xù)流途徑如圖5所示.

圖5 兩相斬波續(xù)流工作模式

2.3 電路工作模式設(shè)計

對于兩相斬波續(xù)流模式,以Q1斬波關(guān)斷,Q3導(dǎo)通為例,因為開關(guān)頻率很高,τ值較大,每一個斬波過程可以近似看成緩慢的直線下降過程,直至下一次Q1導(dǎo)通.令,L(θ,i)=LA(θ,i)+LB(θ,i),RS為相繞組內(nèi)阻,忽略開關(guān)管內(nèi)阻和續(xù)流二級管內(nèi)阻可得,

解上式方程,從而得到,

式中,τ=L(θ,i)/RS.

為了確定τ的數(shù)量級,以便估算,不妨取,L(θ, i)=50 mH,RS=8Ω,從而得到,τ=6.2 ms.PWM頻率為6 kHz,周期約為0.17 ms,遠(yuǎn)小于τ值,相繞組電流下降緩慢.續(xù)流期間,繞組兩端電壓近似為零,電流下降緩慢,關(guān)斷相存儲的電能沒有回饋給電源,相繞組電流平穩(wěn),有利于減少轉(zhuǎn)矩脈動.

對于四相斬波續(xù)流模式,Q1,Q4同時關(guān)斷斬波,RS為相繞組內(nèi)阻,忽略開關(guān)管內(nèi)阻和續(xù)流二級管內(nèi)阻,續(xù)流回路可以看作一個電感不為0的零輸入二階電路,可得.

解上式方程,從而得到,

式中

根據(jù)疊加原理,

由式(7)可知,電感儲能需要向電容單向回饋電能,繞組電流按指數(shù)規(guī)律衰減得更快.這時,相繞組產(chǎn)生的感應(yīng)電動勢與電源電壓方向相反.繞組中電流下降較快,有利于電機(jī)換相,但電流上下波動很大,電機(jī)脈動較大.

根據(jù)四相斬波續(xù)流模式和兩相斬波續(xù)流模式的優(yōu)缺點(diǎn),本控制系統(tǒng)低速階段采用兩項斬波續(xù)流模式,以減少電機(jī)轉(zhuǎn)矩脈動,而電機(jī)轉(zhuǎn)速在800 rpm以上時采用四相斬波續(xù)流模式.

3 控制策略和信號檢測電路

控制系統(tǒng)采用專用電機(jī)控制芯片dsPIC33FJ16-MC304型DSC為主控芯片[6],其無縫集成了單片機(jī)(MCU)的控制功能和數(shù)字信號處理器(Digital Signal Processor,DSP)的計算能力.4路獨(dú)立的PWM輸出,控制電機(jī)A、B、C、D相IG BT通斷,兩路輸出在下降沿捕捉光電傳感器電平變化,3路AD采樣分別采樣SR電機(jī)轉(zhuǎn)速和霍爾電流傳感器信號.

系統(tǒng)起動采用定角度兩相電流斬波控制限制電流的幅值.在任一瞬間,有兩相同時通電起動,每相通電1/2轉(zhuǎn)子極距角60°.這時,在轉(zhuǎn)子0°～60°的周期內(nèi),SR電機(jī)各相通電順序為DA—AB—BC—CD—DA.采用兩相同時通電是因為在系統(tǒng)啟動瞬間轉(zhuǎn)速為零,因而旋轉(zhuǎn)電動勢也為零,若加額定電壓直接起動,相電流將過大,由此產(chǎn)生的過大動態(tài)沖擊轉(zhuǎn)矩可能損壞SRM和功率部分.起動后,系統(tǒng)采用電流內(nèi)環(huán)、轉(zhuǎn)速外環(huán)雙閉環(huán)控制.因為SRD本身具有比較好的動態(tài)性能[5],加之系統(tǒng)對瞬態(tài)響應(yīng)要求不高,因此,系統(tǒng)采用PI調(diào)節(jié)算法.電流內(nèi)環(huán)迅速響應(yīng),提高系統(tǒng)的抗干擾性.另外,電流內(nèi)環(huán)提供的限幅值也就是電流允許的最大值,當(dāng)電機(jī)堵轉(zhuǎn)或發(fā)生其他過流時電流回路被關(guān)斷,起保護(hù)作用.轉(zhuǎn)速由相鄰兩個步進(jìn)脈沖的間隔時間來計算.位置檢測采用半數(shù)檢測方式,兩個光電式傳感器器相隔15°安裝檢測轉(zhuǎn)子位置,將兩個位置信號接至DSP以計算相對位置和轉(zhuǎn)速.

同時,系統(tǒng)采用3.3 V霍爾電流傳感器進(jìn)行相電流檢測,A和C相各接一個電流傳感器.將信號入dsPIC33F的ADC引腳產(chǎn)生預(yù)先設(shè)定的ADC中斷并執(zhí)行中斷服務(wù)程序,從而實現(xiàn)電流閉環(huán)控制.

4 實驗結(jié)果及結(jié)論

4.1 實驗結(jié)果

本控制系統(tǒng)在MTS-I電機(jī)測試系統(tǒng)上進(jìn)行測試,并對實測數(shù)據(jù)進(jìn)行采集、整理,得到了其啟動曲線如圖6所示.

圖6 MTS-I電機(jī)測試系統(tǒng)上的啟動曲線

圖7為MTS-I電機(jī)測試系統(tǒng)上的負(fù)載響應(yīng)曲線.如圖7所示,該電機(jī)在額定狀態(tài)下,負(fù)載超過5 N·M,并且在短時間增加與減少負(fù)載的過程中,其回復(fù)響應(yīng)時間均小于1 s,滿足了電機(jī)的控制要求.同時,在實驗測試中,我們使用手持式測速儀在額定電壓下測定10組數(shù)據(jù)再通過Matlab多項式數(shù)據(jù)擬合得到電機(jī)空載閉環(huán)調(diào)速曲線(見圖8).圖8曲線表明電機(jī)在空載下有較好的調(diào)速效果.

圖7 MTS-I電機(jī)測試系統(tǒng)上的負(fù)載響應(yīng)曲線

圖8 空載閉環(huán)調(diào)速曲線

實驗結(jié)果表明,本控制系統(tǒng)SR電機(jī)轉(zhuǎn)矩脈動較小,運(yùn)行平穩(wěn),電機(jī)振動噪聲小,靜態(tài)調(diào)速精度較高.

4.2 結(jié) 論

控制系統(tǒng)采用dsPIC33FJ16MC304高性能電機(jī)控制芯片作為主控芯片,其豐富的外設(shè),簡化了外圍硬件設(shè)計和復(fù)雜度;主電路采用“H”橋式結(jié)構(gòu),并運(yùn)用兩塊 IPM并聯(lián)簡化了設(shè)計,提高了系統(tǒng)的集成度、抗干擾性、穩(wěn)定性和可靠性,固定開通角和關(guān)斷角使用兩相同時導(dǎo)通電流PWM斬波起動和運(yùn)行,系統(tǒng)起動平穩(wěn),轉(zhuǎn)矩脈動較小.

[1]紀(jì)良文.開關(guān)磁阻電機(jī)調(diào)速系統(tǒng)及其新型控制策略研究[D].杭州:浙江大學(xué),2002.

[2]龔晟,楊向宇,孫明.開關(guān)磁阻電機(jī)功率變換器主電路拓?fù)涞难芯縖J].電機(jī)電器技術(shù),2003,46(6):17-20.

[3]崔建鋒,李玉忍.開關(guān)磁阻電動機(jī)系統(tǒng)功率變換器的設(shè)計[J].微電機(jī),2006,39(1):75-78.

[4]王宏華.開關(guān)磁阻電動機(jī)調(diào)速控制技術(shù)[M].北京:北京機(jī)械工業(yè)出版社,1999.

[5]吳建華.開關(guān)磁阻電機(jī)設(shè)計與應(yīng)用[M].北京:機(jī)械工業(yè)出版社,2000.