一種用于單周期控制的斜率自適應積分電路的設計

電子科技大學電子薄膜與集成器件國家重點實驗室 宋 健 代 杰 余清華

一種用于單周期控制的斜率自適應積分電路的設計

電子科技大學電子薄膜與集成器件國家重點實驗室 宋 健 代 杰 余清華

采用電流模相乘器結構，同時結合計數器，設計了一種結構簡單、斜率自適應、高精度的積分器，具有良好的線性特性，線性范圍達到0～6V，能夠廣泛應用在固定開關頻率的單周期控制的功率因數校正芯片中。此外，還對負反饋電路的穩定性和頻率補償進行了討論和仿真，得到了約78度的相位裕度。最后給出了具體的積分器電路圖和仿真結果。

單周期控制；電流模相乘器；計數器；積分器

1.引言

在開關電源領域，任何使輸入電網電流為非線性，或即使是正弦波但和正弦輸入電壓不同相位，或使輸入電流具有諧波的電路結構都會降低功率因數從而產生額外的功率損耗。為了提高對電能的利用效率，需要引入功率因數校正技術[1]。

傳統的功率因數校正電路技術復雜，步驟繁瑣，體積大，成本高，而單周期控制技術是一種非線性控制技術，不但大大簡化了電路而且使得電路的抗干擾能力、魯棒性、動態響應更好[2]。單周期控制的控制策略是對控制信號進行積分后與基準信號進行比較，決定開關的占空比。

本文中的積分器將控制電壓轉換成電流后，利用雙極型晶體管的電流-電壓指數關系，構成一個自動調節尾電流源的模擬乘法器，再利用電流對電容充電實現積分，能夠很好地應用在各類單周期控制的PFC芯片中。

2.積分器的原理分析

本文中所設計的積分器是在電流模相乘器[3]的基礎上加以改進，利用電流對電容充電實現積分的功能。首先給出單周期控制PFC的原理[4]。

式（7）、（8）為單周期控制方程組。其中Vm是系統控制電壓，ig是輸入電流，RS是輸入電流檢測電阻。實際上，V2(t)是對Vm在整個周期內積分，當V1(t)和V2(t)相等時，通過PWM比較器可以確定開關的占空比D。從（8）式可知單周期控制的核心在于對Vm進行積分。因此，需要構建一個積分器。

如圖1所示為本文設計的積分器的整體電路圖，其中電源電壓VCC=7.5V，VIN是輸入電壓，即為式（8）中的控制電壓Vm，VBIAS1、VBIAS2是固定偏置電壓，VPULSE是每個周期對積分器進行復位的脈沖，VOUT是積分器的輸出。

Q34、Q35、Q36、Q37和R18構成電流基準源，其中Q35、Q36、Q37相同，Q34的面積是他們的4倍。Q27、Q28、Q29、Q30、Q31、Q32、Q33和R17產生穩定的偏置電壓VBIAS1。Q1、Q2、Q3、Q4構成電流模相乘器，Q5、Q7、Q9、R1、R2與Q6、Q8、Q10、R3、R4分別構成威爾遜電流鏡，忽略基極電流影響，則有

圖1 積分器整體電路圖

Q12、Q15、Q16、Q17、R5、R6、R7、R11、R12、C2、C3構成負反饋回路，隨著輸入電壓VIN的變化自動調節Q12中電流的大小，同時維持Q9和Q14中流過的電流相等，因此

將式（7）、（8）、（9）、（11）代入式（6）得到

對比式（2）與式（13），只要使

.即可滿足要求，一個周期內使得積分器輸出VOUT=VIN。因此只要根據PFC的工作頻率來設計 的值，就能得到滿足要求的積分電路。

由于電路性能會受溫度、電源電壓和各種工藝參數的影響，導致不可能得到一個精確的 。因此，需要設計一個模16可逆型計數器來自動調整 值的大小，1/即為積分斜率。圖1中，Q43～Q50、D1～D4和R19～R22組成四個開關，根據計數器的4位輸出來改變I2的大小，來積分斜率。其中Q23、Q43、Q44、Q45、Q46的面積之比為8:2:1:0.5:0.25。

可逆計數器控制由圖2給出。通過一個比較器，對VOUT和VIN進行比較，如果VIN＞VOUT，比較器輸出高電平，控制計數器正向計數，I2變小，積分斜率變大，VOUT將會變大；如果VIN＜VOUT，計數器逆向計數，I2變大，積分斜率變小，VOUT將會變小。這樣，通過一個可逆計數器就實現了對積分器斜率的自動調整。

3.積分器的仿真

3.1 積分器輸出隨輸入電壓變化

如圖3所示為積分器輸出隨輸入電壓變化的仿真圖。其中VIN時斜坡電壓，VOUT為積分輸出的鋸齒波電壓。圖4是積分器輸出隨輸入電壓變化局部放大圖，可以看到，積分輸出VOUT的峰值與積分輸入VIN基本重合，積分效果理想。

從仿真得到VIN=5.6V時，VOUTPEAK=5.625V，計算得到精度為

圖2 可逆計數器控制電路

3.2 電路穩定性的分析和仿真

當電路存在負反饋時，如果相位裕度太小，會在較高頻率擾動時造成系統的不穩定。根據文獻[5]的說明，當相位裕度為60°時，閉環頻率響應的尖峰已可忽

略。如圖1所示，Q12、Q15、Q16、Q17、R5、R6、R7、R11、R12、C2、C3構成負反饋回路，因此必須對其穩定性進行考慮。隨著輸入電壓VIN的變化反饋回路自動調節Q12中電流的大小，使得積分電流變化，始終保持與輸入電壓VIN成正比。因此對積分器反饋回路的穩定性進行仿真很重要。

反饋回路中Q16的基極為一個高阻節點，因此加電容C2到地，引入一個低頻主極點，使得環路增益下降點提前，幅頻曲線增益交點提前，提高了環路相位裕度。當加上C3后在高頻引入極點，使得高頻增益下降變快，抑制高頻噪聲的影響。環路的頻率響應曲線如圖5所示，環路增益約為60dB，其相位裕度約為78°，系統的穩定性很好。

3.3 積分電流的仿真

由于負反饋的調節，尾電流源Q12中的電流會隨著輸入電壓VIN的變化而變化，實現積分電流Icharge跟隨輸入電壓變化。對輸入電壓VIN進行DC掃描，范圍從0～7V，觀測Q10中的充電電流變化。從圖6的仿真結果可以看到，積分電流Icharge隨著輸入電壓VIN的增大而增大，并且與VIN成正比。仿真結果驗證了式（12）中推導的Icharge與VIN的正比關系。當VIN＞6V時，Icharge達到飽和，所以輸入電壓的范圍在0～6V。

圖3 積分器輸出隨輸入電壓變化的仿真圖

圖4 積分器輸出隨輸入電壓變化局部放大圖

圖6 積分電流隨輸入電壓的變化關系

4.結論

本文所設計的積分器采用電流模相乘器的結構，同時結合可逆計數器控制，實現了斜率自適應功能。利用穩定的負反饋結構以保證積分器在不同輸入電壓下都能精確地實現對輸入電壓進行積分的功能。通過仿真結果表明，積分器的輸入電壓范圍大，穩定性良好，精度高，適用于單周期控制的PFC芯片。

[1]Abraham I.Pressman,Keith Billings,Taylor Morey.Switching Power Supply Design[M].Third Edition,New York:McGraw-Hill Company,2009:671-672.

[2]Keyue M.Smedley,Slobodan Cuk.One-Cycle Control of Switching Converters[J].IEEE Transactions on Power Electronics,1995,10(6):625.

[3]周柏毓.一種雙環控制的連續電流模式功率因數校正控制器設計[D].成都:電子科技大學微電子與固體電子學院,2007.

[4]胡新新,郭育華.基于IR1150的有源功率因數校正電路的設計[J].自動化信息,2008,11:35.

[5]畢查德拉扎維著.陳貴燦,程軍,張瑞智譯.模擬CMOS集成電路設計[M].西安:西安交通大學出版社,2003:289-315.

宋健（1986—），男，江蘇蘇州人，碩士研究生，主要研究方向：模擬集成電路設計。

代杰（1986—），男，四川富順人，碩士研究生，主要研究方向：模擬集成電路設計。

余清華（1987—），男，福建寧化人，碩士研究生，主要研究方向：模擬集成電路設計。