丁 丹
(裝備指揮技術學院光電裝備系,北京 101416)
在突發模式通信中,信號的持續時間較短,接收端所面臨的難題是既快又準地找出最佳判決點。突發模式下位同步應該基于這樣的思想:收發兩端的頻率源工作在穩定、獨立的頻率上,定時誤差的提取由數字信號處理算法來完成,誤差信號不再反饋去控制NCO,而是用來驅動相應的算法,從接收信號中估計定時誤差,獲取近似最佳的判決值,但相關文獻[1,2]所研究的方法往往過于復雜,難于硬件實現。本文研究的最大平均功率 (Maximum Mean Power Estimation,MMPE)位同步方法利用接收信號中平均功率最大的采樣時刻來估計最佳采樣點,易于硬件實現。
應用項目中,調制方式為 PSK,數據率為256 kbit/s。接收端PSK中頻信號經過下變頻、成形后的基帶信號為

采樣信號r(k)的功率為

因為零均值高斯白噪聲與符號是相互獨立的,所以上式可化簡為


上式說明功率的期望值與載波頻偏、相位無關,只與系統的沖激響應和時延有關。當收發兩端的濾波器共軛匹配且g(kT0)滿足Nyquist第一準則時,最大平均功率輸出時刻就對應了最佳判決時刻。所求的最佳判決時刻為

對應的最大平均功率為

現在通過MATLAB仿真[4]來討論如何選取合適的觀察區間長度L。先產生L個0、1交替的符號,每符號10個采樣點,用滾降系數為0.35的升余弦濾波器對其成形(可以通過設定固定延時來規定最佳判決點的位置),并加上高斯白噪聲,來模擬接收端成形后的基帶信號。在這 L(取6、10、14、18)個符號內計算平均功率分布,取平均功率最大的采樣點為判決點,重復運行10000次。圖1和圖2分別顯示了不同信噪比、不同L條件下取到最佳判決點的概率以及最大定時偏差。

圖1 不同信噪比、不同L條件下取到最佳判決點的概率Fig.1 The probability of getting the best decision point under different SNR and L

圖2 不同信噪比、不同L條件下的最大定時偏差Fig.2 The maximum timing difference under different SNR and L
由仿真結果可看出:L越長,位同步精度越高,但同時也會導致軟、硬件資源的消耗越大,所以需折衷選擇L。仿真結果顯示,若取L=10,則在信噪比不小于10dB時,取到最佳判決點的概率不小于80%,定時偏差不大于符號周期的10%,滿足一般工程實踐的要求,而且經過下變頻、濾波抽取、成形濾波后,噪聲功率已大為減弱,所以這里選擇L=10。
用FPGA和DSP配合實現MMPE算法,如圖3所示。FPGA選用Altera公司Cyclone IV系列中的EP4CE30,DSP選用TI公司的TMS320VC6416。符號時鐘和判決脈沖都由采樣時鐘10分頻得到,10分頻器是可編程的,它根據DSP寫入的最佳判決位置來調整判決脈沖的相位,使得判決脈沖的上升沿對應最佳判決點。I、Q兩路的內插結果在采樣時鐘的觸發下進行I2+Q2運算,得到當前采樣點的功率,此功率值在采樣時鐘的觸發下依次經過10級延遲器,這樣在每符號周期末,10級延遲器就分別記錄了該符號周期內10個采樣點的功率值。這時由10個累加器分別對10個采樣點的功率值進行一次累加,累加器的觸發時鐘為符號時鐘,每幀開始時由DSP對累加器清零,10個符號的前導信息接收完畢時所有的累加器都進行了10次累加,其結果P1~P10分別為各采樣點平均功率的10倍。這時DSP往FPGA中的多任務器寫相應的選擇控制字,來順序讀取P1~P10,并比較它們的大小,最大值點即為最佳判決點,最后將最佳判決位置寫入10分頻器。

圖3 MMPE算法的FPGA+DSP實現Fig.3 The implementation ofmmPE based on FPGA and DSP

圖4 判決脈沖上升沿抖動范圍實測圖Fig.4 The measured dithering range of decision pulse high event
用示波器觀測位同步的精度,對判決脈沖上升沿處進行局部放大并顯示其包絡,如圖4所示。兩條垂直光標間的范圍代表上升沿的抖動軌跡,示波器顯示上升沿抖動范圍在304 ns以內,而符號周期為1/256=3.9 μ s,所以時鐘抖動小于符號周期的8%,與仿真結果吻合,完全滿足正確判決的要求。
最大平均功率位同步方法以平均功率最大的采樣點為判決點,利用一定長度的前導信息可以一次性找到最佳判決點,鎖定速度快,且實現方法簡單、易于數字化硬件實現。此方法適用于各種突發模式通信系統,已成功應用于某型戰場單兵偵察系統,獲得了良好效果。其缺點是位同步的精度同軟、硬件資源的消耗成正比,需折衷考慮。
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