射頻信道非線性失真對多載波數字通信的影響及常用線性化技術分析

校 莉

(中國西南電子技術研究所,成都 610036)

1 引 言

隨著現代無線通信系統通信速率和帶寬的不斷提高,寬帶抗干擾和如何有效利用頻率資源成為通信系統發展的關鍵,為此,以正交頻分復用(OFDM)為代表的多載波數字通信技術得到了快速發展。多載波通信系統通過將寬帶頻域信道分成多路子信道,在每個子信道上使用一個子載波進行調制,各子載波并行傳輸的方式[1]有效降低了碼元速率,減少了多徑衰落的影響,同時由于各信道子載波之間相互正交,各子通道在頻域上可以緊密排布,有效提高了頻譜資源的利用率。

目前,OFDM技術為代表的多載波數字通信技術已經大量應用于非對稱用無線局域網(WLAN)、3G無線通信等民用系統[2],功放及信道鏈路的線性化技術成為近年來民用通信領域研究的熱門和重點。在衛星通信、高速數據鏈等軍用系統中,多載波數字通信技術也逐步開始使用,但是由于系統工作頻率更高,同時對通信誤碼率要求更嚴,因此系統非線性特性影響更加突出,線性化設計難度也更高。為此,本文針對多載波數字通信應用需求,深入研究了射頻信道非線性失真的影響以及常用的線性化技術。

2 射頻電路非線性失真特性

2.1 非線性特性的數學表征

分析微波射頻電路中非線性特性的影響,需要了解信號通過該電路時的輸入輸出關系[3]。如果輸入信號vin(t)是幅度為Vin、頻率為fc的正弦函數,對于線性電路,輸出信號vout(t)與輸入信號vin(t)有如下關系:

式中,A為與時間無關的常數。

對于無記憶的非線性電路,輸出信號中除了基波信號外,還將產生直流分量和高次諧波分量,其輸出為

如果電路中含有電抗器件,則非線性電路會具有記憶效應,此時輸出信號不僅取決于t時刻的輸入信號,還與其它時刻的輸入信號有關。對于由多個正弦波組成的離散譜信號,利用Volterra級數展開并進行傅里葉變換后可以表示為[4]

輸出信號的DC分量由g0=G0給出,基波分量由G1(f1)Vin(f1)給出,其它的高次項表示電路的諧波響應和交調響應。通常情況下對微波射頻電路的非線性分析中,很少要求提取其高次Volterra級數表示,這樣可以將電路簡化為無記憶電路或有限記憶電路[3]。

2.2 非線性失真特性表現

所有的微波射頻電路都存在一定程度的非線性特性[4]。輸入信號通過非線性電路后,不僅基波信號本身的幅度、相位與線性系統相比會發生偏差,同時還會產生新的頻率分量。這些不同的影響在模擬和數字通信系統中具體表現為增益壓縮、相位失真、諧波失真、交調失真以及相鄰信道干擾等不同的失真干擾形式,這些失真都會造成輸出信號時域波形的失真變形,影響系統通信能力,而對寬帶高速數字通信系統的影響尤為嚴重。

非線性射頻微波電路的輸入信號為正弦波時,輸出信號可以表示為

(1)諧波失真

輸出信號中,與基波分量fc一起,還存在直流分量以及fc整數倍處的諧波分量。一般情況下,輸出信號的直流分量和諧波分量與基波分量離得較遠,可以利用帶通濾波器濾除。射頻微波電路設計中通常用諧波抑制指標表示其諧波失真的程度。數字及模擬通信系統的發射鏈路如果存在嚴重的諧波失真,會產生無用的高頻分量,干擾其它無線系統,導致系統的電磁兼容性能下降。

(2)增益壓縮

除了諧波失真外,輸出信號的基波已經被修正,不再是線性項g1。根據能量守恒,信號傳輸及放大過程中,由于有部分能量被分配到了直流分量和諧波分量,與線性增益相比,基波信號的增益必然產生一定的壓縮。基波信號增益一般會隨著輸入信號幅度或功率電平的增加而減少,這些主要與器件的電流飽和或截止有關[5]。

射頻微波電路中,通常用實際增益與線性增益相比下降1dB時的輸出(或輸入)信號電平即P1dB指標來衡量電路的增益壓縮情況。對于數字及模擬通信系統,增益壓縮主要會導致信號幅度的非線性變化,造成幅度調制方式下通信誤碼率的提高。增益壓縮嚴重的情況下,會造成信號時域波形的“削頂”。對于多載波通信,由于其信號的峰值功率與平均功率相比較大,影響會更加明顯。

(3)相位失真

為了濾波或隔直,微波射頻電路中常常使用電容或電感,這將導致電路具有短期記憶效應,從而引起電路的AM-PM失真,即輸出信號的相位不僅與輸入信號的相位相關,還與輸入信號的幅度相關。一般情況下,當輸入信號輸入幅度的變化較小時,由此引起的相位偏差關系可以視為線性。可以通過測量1dB增益壓縮點的相位偏差 (P1dB)來計算FM調制指數k ,用以衡量電路的相位失真特性。與增益壓縮類似,微波射頻電路從低功率到P1dB處其相位偏差較小且緩慢變化,當功率電平超過 P1dB,電路被嚴重壓縮時,輸出信號的相位偏差會急劇增加。

對于多載波通信系統,為了提高頻譜利用率一般要求載波信號相互之間正交[6]。但由于信號波形幅度變化較大,電路的非線性相位失真可能會引起載波信號相位的抖動,破壞多個載波相互之間的正交性,形成載波間串擾,從而造成鄰道干擾,導致系統誤碼率提高。

(4)交調失真

如果信號中存在頻率相近的多個頻率分量,非線性電路會產生交調失真(IMD),在鄰近信道處產生新的頻率分量。與諧波失真不同的是,由于交調失真產物一般處于信號帶內或距離邊帶很近,無法通過濾波器濾除。

交調失真最常用的衡量指標是雙頻交調失真。假設輸入信號中存在頻率為f1和f2正弦波,通過非線性電路后,會在f1和f2兩邊產生大量的奇次諧波失真,其中2f1-f2和2f2-f1稱為三階交調,影響最為嚴重。

對于多頻信號,與雙頻信號的主要區別是信號功率的峰值與平均值之比即峰均比(PAR)不同。一個雙頻信號的平均功率等于兩個載頻信號的功率之和,而峰值功率是單個載頻功率的4倍。對于一個n頻的信號,其峰均比為

如果多頻信號中擁有10個幅度相同的載波,相位對齊的情況下,其峰值功率將是平均功率的10倍,是單個載頻信號的100倍,其非線性失真影響更大。同時,由于有多個頻率相近的基波載頻信號,其交調產物更多,并與基波信號鄰近或混疊,造成帶內干擾或鄰道干擾。對于密集多頻信號的交調失真特性,通常用噪聲功率比(NPR)指標來衡量。

(5)數字調制信號失真

微波射頻電路的非線性失真對數字信號的影響和對模擬信號的影響是一樣的[3],主要是造成增益壓縮、相位變化及產生新的交調頻率分量。以QPSK和QAM為代表的數字調制方式中,幅度和相位信息都用來產生數字調制信號,因此信號通過非線性電路后,會表現為輸出信號(I、Q矢量信號)在時域星座圖中的目標點周圍抖動甚至混疊,造成比特誤碼率的提高。對于輸出信號的I、Q矢量誤差情況,可以用誤差矢量幅度(EVM)指標衡量,其定義為所有誤差矢量模值的總和除以取樣數[4]。數字調制信號的非線性交調失真主要表現為在頻域的相鄰頻道上產生無用信號電平,從而造成對系統其它用戶的干擾。對于數字信號的交調失真,一般用相鄰信道功率抑制比(ACPR)衡量。ACPR定義為相鄰信道規定帶寬內的總干擾功率與固有信道規定帶寬內的信道載頻功率的比值[5,6]。

對于多載波數字通信系統的設計,必須開展其射頻微波電路的非線性特性分析[7],其中不僅包括了多載波信號的高峰均比可能帶來的各種干擾分析,同時還需要開展數字調制信號的EVM和ACPR特性分析。這就要求在系統設計時,對射頻電路非線性特性、調制解調方式、基帶信號處理等多方面性能進行綜合考慮。常規的設計分析方法已經無法滿足多載波通信系統的設計要求,可利用數字電路和模擬電路混合仿真的軟件虛擬技術在前期進行方案驗證。

3 非線性失真對多載波數字通信影響的仿真

利用ADS仿真軟件進行仿真。對于16QAM調制方式、單載波數字通信的輸出頻譜及輸出信號星座圖如圖1所示。在理想信道情況下,整個系統的EVM非常小,僅為0.9%。

圖1 單載波16QAM理想通信系統仿真Fig.1 Simulation of mono-carrier 16QAM ideal communication system

在上述系統中加入放大器模型,模擬放大器所引入的非線性增益壓縮及相位失真等效應,其仿真結果如圖2所示。此時系統的EVM增加到5.9%。

圖2 單載波16QAM非線性通信系統仿真Fig.2 Simulation of mono-carrier 16QAM non-linear communication system

將3個相同的16QAM非線性信道使用功率合成器拼成多載波信號源,在相同的非線性放大器的作用下,由于多載波間的干擾,導致EVM從5.9%增加到7.6%,如圖3所示。

圖3 多載波16QAM非線性通信系統仿真Fig.3 Simulation of multi-carrier 16QAM non-linear communication system

多載波通信系統中同時存在多路信號,信號時域波形峰值功率遠遠大于每個子信號載頻的功率之和,這對射頻信道的線性度提出了極高的要求。對于多載波數字通信系統,一方面由于其非線性增益壓縮和相位失真會導致調制信號幅度和相位信息的變化,造成誤碼率的提高;另一方面由于其非線性相位失真和交調失真會破壞子載波之間的正交性,導致相鄰子載波之間的鄰道干擾增加,從而造成載波間串擾,進一步造成系統誤碼率的提高,因此與單載波相比,其非線性影響更大。

4 常用線性化技術

為了減少非線性特性對多載波數字通信系統的影響,對其射頻電路按需要進行線性化改進。

目前,微波射頻電路的線性化技術在民用系統中應用較為成熟,主要有功率回退法、前饋法(Feedforward)、反饋法(Feedback)、預失真法(Predistortion)以及非線性部件實現線性化(LINC)等[8,12]。這些方法各有特點,適用于不同的應用環境。

(1)功率回退法

功率回退是指工作時其最大信號電平與系統的壓縮點相比降低一定幅度,這樣整個系統將工作在比較理想的線性放大區域[9]。與其它線性化技術相比,功率回退法是最簡單,也最常用的線性化技術,同時可以適用于系統級電路,因此對于多載波數字通信等線性化要求高的系統,其接收信道和發射通道的前級一般都采用功率回退以保證其線性指標,足夠的功率回退余量能夠使系統的三階交調抑制達到60dBc以上。但是對于大功率功放單元,采用功率回退技術會嚴重降低功率放大效率,造成系統體積、功耗以及成本的急劇增加,因此需要采用其它的功放線性化技術[8,10]。

(2)預失真技術

預失真技術是根據預先得到的功率放大器的非線性情況,在功率放大器前增加一個非線性電路(預失真電路)用以補償功率放大器的非線性,使功率放大器的非線性得以矯正[11]。按照預失真器的實現方式,可分為模擬預失真和數字預失真(Digital Pre-distortion,DPD)。模擬預失真器利用混頻、濾波以及延時等模擬電路實現,電路原理簡單,同時工作頻率較高,可以直接實現功放的射頻預失真,但是其電路結構復雜,電路的適應能力較差,同時高階頻譜分量抵消困難。數字預失真器采用數字電路實現,在知道主放大器非線性特性的基礎上,可以通過多項式逼近或查表的方式實現反向特性預失真處理,對功放進行線性補償[12-14]。數字預失真技術電路簡單,同時具有一定自適應能力,可抵消非線性高階分量。但是受數字電路器件性能限制,數字預失真一般用于中頻或基帶部分。

(3)負反饋法

反饋型采用了傳統的負反饋放大器設計方法,在放大器設計中引入直流負反饋以及交流負反饋,可以減少晶體管靜態工作點對晶體管參數的依賴性,改善放大器一系列重要性能,包括非線性特性的改善[12]。負反饋法線性功放具有結構簡單、方式多樣、成本低廉等優點,但為了保持反饋回路的穩定,工作帶寬有限,同時其功放的增益及效率有所下降。

(4)前饋法

前饋技術是將輸入的射頻信號經功分器將其分成兩路,其中一路信號經過主放大器,由于放大器的非線性失真,輸出的信號除了所需要的主頻信號外,還存在著高階干擾,這是需要消除的信號。另外一路信號先經過移相器后信號反相,再與從主放大器輸出的一部分信號合成,抵消主頻信號后,剩余諧波信號經放大及移相后再與主放大器輸出信號合成,抵消主信號中的高階諧波分量,從而實現功放的線性化[9,11]。前饋型具有很高的線性度和大帶寬等優點,但由于電路結構復雜,成本昂貴,而且效率低,主要用于大功率放大器中。

(5)線性化Doherty功放

線性化Doherty功放是最新,也是民用通信系統正在大力發展和使用的功放級線性化技術。Doherty放大器主要由載波放大器和峰值放大器兩個功率放大單元組成。信號從放大器的輸入端進入,經過功分器分成兩路,分別輸入載波放大器和峰值放大器。經過放大器之后兩路信號最終在末端直接耦合輸出[15,16]。其中載波放大器工作在AB類,峰值放大器工作在C類。通過合理地設置工作點和匹配電路,輸入為小信號時載波放大器工作,峰值放大器截止;輸入為大信號時峰值放大器導通工作,開始飽和輸出,因此Doherty放大器與常規放大器相比,其功放效率高很多,同時非常適用于多載波系統中的高峰均比信號的放大。同時,通過實驗可知LDMOS功放互調分量的輸出相位對柵極偏置極為敏感,在不同的偏置狀態下,功放管互調產物的輸出相位會發生較大變化,而其載波相位變化相對很小,如果射頻功放器件采用LDMOS管,合理地調節偏置狀態可以使Doherty功放的峰值放大器和載波放大器的三階互調分量接近于反相狀態,而載波相位處于同相狀態[15]。這樣,載波相互迭加而互調成分被對消,使功放的線性度得以提高。線性化Doherty功放目前已經可以在百瓦輸出功率量級上做到電源效率超過45%,三階交調抑制改善15～20dBc。

5 結 論

多載波數字通信系統設計中,多種方法可以改善射頻信道的非線性特性,但是除功率回退外,負反饋及預失真等其它技術都是針對功放的器件級改進措施,而在多信號激勵下,混頻器、開關等器件也存在非線性特性,同時多級器件的級聯也會惡化電路非線性影響。因此,對于高頻段多載波數字通信系統射頻電路的設計,除功放以外的發射通道和接收信道可采用功率回退技術保證整個鏈路的線性度指標,而高頻功放模塊為了保證其工作效率和線性度,應當開展相關高頻線性化Doherty功放技術研究。相信通過系統性的線性化設計,射頻信道的特性能夠滿足多載波通信系統的性能要求。

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