基于開環(huán)的臨界續(xù)斷模式交錯并聯(lián)Boost PFC

方孝杰，南余榮

（浙江工業(yè)大學(xué)信息學(xué)院，浙江 杭州310023）

0 引 言

在低功率離線電源裝置中都需要有源功率因數(shù)校正裝置，而臨界續(xù)斷模式（DCM／CCM）的升壓變換器具有電路簡單，體積小等優(yōu)點(diǎn)，因此得以廣泛應(yīng)用。DCM／CCM Boost PFC的主要特點(diǎn)是：減少了續(xù)流二極管反向恢復(fù)電流引起的損耗［1］。再者，升壓開關(guān)更容易實(shí)現(xiàn)零電壓（ZVS）開通。但是，它的一個主要缺點(diǎn)是輸入電流的峰值是平均輸入電流的2倍，這就需要一個高頻的EMI濾波器［2］。另一個缺點(diǎn)是開關(guān)管的開關(guān)頻率變化范圍比較大，控制比較復(fù)雜［3］。為了防止在輕載時開關(guān)管的過度損耗，經(jīng)常限定一個最高的開關(guān)頻率。

輸入電流的紋波和高頻電磁干擾可以通過運(yùn)用交錯控制技術(shù)而顯著減少，而且輸出電容電流紋波有效值也明顯較少（本文中討論的都是兩相并聯(lián)）。因此在高功率場合，臨界續(xù)斷模式下的交錯并聯(lián)Boost PFC越來越引起人們的重視。

1 開環(huán)同步方法的分析

傳統(tǒng)的控制器都是基于一種主從結(jié)構(gòu)，主變換器獨(dú)立工作，而從變換器通過移相等方式由主變換器控制運(yùn)行，從而實(shí)現(xiàn)正確的交錯并行［4］。在開環(huán)情況下，從變換器通過一個相當(dāng)于主變換器開關(guān)半周期的時間延時后開啟，與主變換器同步。開環(huán)同步可以分為開啟同步和關(guān)斷同步。開啟同步指從變換器開關(guān)管的開通與主變換器相關(guān)聯(lián)；關(guān)斷同步指從變換器開關(guān)管的關(guān)斷與主變換器相關(guān)聯(lián)。而在這兩種情況下，又都可以工作在電流控制模式和電壓工作模式。圖1為交錯控制的基本拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。

圖1 交錯并聯(lián)PFC基本拓?fù)?/p>

1.1 主從開關(guān)開啟同步分析

圖2是兩相臨界續(xù)斷模式交錯并聯(lián)Boost PFC基本的控制電路與主要波形，兩個Boost PFC電路以主從方式工作，開啟時同步。主變換器的開啟由零電流檢測器脈沖ZCD－M決定，這樣，使它工作于臨界續(xù)流控制模式，而從變換器的開啟則經(jīng)過一個延時Td，它相當(dāng)于主變換器開關(guān)周期的一半［5］。主從變換器都是零電壓開通。可以做如下假設(shè)，在開關(guān)管電壓由波峰到波谷的震蕩時間，相對于開關(guān)周期來說是可以忽略不計(jì)的。主變換器和從變換器的關(guān)斷是由各自的PWM波控制的，各自相應(yīng)的斜坡電感電流信號iLM（S）與正弦參考電流ILpk，ref經(jīng)過比較后產(chǎn)生。ILpk，ref作為反饋信號，它與電壓誤差放大器的輸出電壓成比例。電流控制模式下，斜坡信號的斜率即電感電流iL與電感電壓成正比，與電感大小成反比。

圖2 基本控制電路及波形

一旦電流控制模式下的主從變換器的電感失諧，從開關(guān)管將會失去零電壓開通的條件。當(dāng)LS＜LM，從變換器將工作在電流斷續(xù)導(dǎo)電模式；而當(dāng)LS＞LM，從變換器的開關(guān)管將會交替出現(xiàn)工作在硬開關(guān)狀態(tài)和電流續(xù)斷狀態(tài)，即從變換器將工作在次諧振狀態(tài)。

1.2 雙重交錯臨界續(xù)斷模式工作狀態(tài)分析

首先，要對電路做以下假設(shè)：

（1）電路工作于理想狀態(tài)，S1與S2交錯導(dǎo)通，相位差為180°，電路元件都為理想器件；

（2）每個Boost PFC單元都工作于CRM下；

（3）兩個Boost PFC的電路參數(shù)都相同，如L1＝L2＝L；

（4）輸出電壓恒定。

下面分析基于以上假設(shè)，且占空比D大于0.5，電感電流波形與圖2（b）一致，則主電路可以工作于圖3中的四種狀態(tài)，具體分析如下：

狀態(tài)1（t0～t1）：在t0時刻前開關(guān)管S1已經(jīng)處于開通狀態(tài)，在t0時刻，開關(guān)管S2導(dǎo)通，電感L2中的電感電流iL2從0開始上升，電感L1中的電感電流iL1繼續(xù)上升；續(xù)流二級管D1、D2關(guān)斷；輸出電容C0向負(fù)載供電。

狀態(tài)2（t1～t2）：在t1時刻，開關(guān)管S1關(guān)斷，電感電流iL1上升到最大值，此后開始下降，續(xù)流二級管D1導(dǎo)通，電感L1放電，電容C0充電；而開關(guān)管S2繼續(xù)導(dǎo)通，電感電流iL2繼續(xù)上升，二極管D2關(guān)斷。

狀態(tài)3（t2～t3）：在t2時刻，電感電流iL1下降到0，同時開關(guān)管S1導(dǎo)通，續(xù)流二級管D1關(guān)斷，此后電感電流iL1從0開始上升；開關(guān)管S2繼續(xù)導(dǎo)通，電感電流iL2繼續(xù)上升，二極管D2關(guān)斷。

狀態(tài)4（t3～t4）：開關(guān)管S1導(dǎo)通，續(xù)流二級管D1關(guān)斷，電感電流iL1繼續(xù)上升；而在t3時刻，電感電流iL2上升到最大值，開關(guān)管S2關(guān)斷，iL2開始下降，二極管D2導(dǎo)通，電感L2放電，電容C0沖電。

圖3 Boost PFC的四種工作狀態(tài)

此后，就不斷重復(fù)以上過程。以上是雙重交錯并聯(lián)Boost PFC的工作狀態(tài)分析。

1.3 延時時間Td的計(jì)算方法

為了得到延時時間Td＝TSW／2，傳統(tǒng)的方法是測量上一個主開關(guān)的開關(guān)周期。這樣做是可行的，因?yàn)殚_關(guān)頻率非常高，且線性電壓在一個開關(guān)周期內(nèi)幾乎不變。因此，在幾個開關(guān)周期內(nèi)，它每個周期的時間可以看成是不變的。本文采用TMS320F2812數(shù)字處理器來實(shí)現(xiàn)精確的延時時間。具體的實(shí)現(xiàn)原理如下：選擇處理器的T1PWM，T2PWM分別為主從變換器的驅(qū)動信號，相應(yīng)的定時器T1、T2的周期寄存器T1PR、T2PR決定開關(guān)周期TSW，延時時間Td的確定由另外兩個計(jì)數(shù)器T3、T4計(jì)數(shù)得到。首先將T3的初始值TSW賦給T4，T3清零，T4右移一位，設(shè)置延時標(biāo)志位flag＝1；接著T4自減，T3自增，當(dāng)T4＝0時，此時就得到了延時時間Td，然后控制從開關(guān)開通，flag清零。當(dāng)T3＝TSW時，此時主變換器的零電流檢測裝置應(yīng)檢測到電流過零信號。不斷重復(fù)以上過程。這樣就可以保證每一個開關(guān)周期內(nèi)主從變換器都實(shí)現(xiàn)180°的相移，從而保證了主從變換器都工作于臨界續(xù)斷模式。

1.4 輸入電流紋波分析

在本節(jié)中，主要分析基于開環(huán)主從開啟時同步且工作于電流控制模式下的Boost PFC變換器的輸入電流紋波和輸入電流畸變。為了使電路實(shí)現(xiàn)均流，可以做如下假定：主變換器和從變換器的參考電流相等。為了有一個額外的安全區(qū)，可以將從變換器的升壓電感略小于主變換器的升壓電感，大概在（0.5%～1%）。主從升壓電感電流在理想情況下的波形如圖4所示。理想情況指的是主從升壓電感的電感量匹配，從變換器經(jīng)過180°移相后開通。從圖4可以看出，輸入電流為主從電感電流疊加所得，即iLM＋iLS，它的紋波頻率是開關(guān)頻率的兩倍，且由于交錯控制，主從電感電流的紋波相互抵消使得輸入電流的紋波也顯著地減小。式（1）為輸入電流紋波與電感電流紋波比值K（D）和開關(guān)占空比D的關(guān)系式。由此式可以得到K（D）和開關(guān)占空比D的關(guān)系，如圖5所示。

圖4 理想情況下的電感電流波形

從圖5中可以看出，輸入電流紋波減少量隨著占空比D的變化而變換。當(dāng)移相相位為180°時，輸入電流的紋波最小，當(dāng)移相相位為0°時，輸入電流的紋波最大。

圖5 K（D）和開關(guān)占空比D的關(guān)系

輸出電容紋波電流的有效值由式（2）決定［5］：

圖6 輸出電容紋波電流有效值的對比圖

圖6是單相Boost變換器和兩相交錯并聯(lián)Boost變換器中流過輸出電容的紋波電流有效值ICout與開關(guān)占空比D的關(guān)系。在相同的功率等級下，從圖6中可看出，兩相交錯并聯(lián)Boost變換器輸出電容的紋波電流是單相Boost變換器的一半。輸出電容紋波電流有效值的減小，使得由電容等效串聯(lián)電阻ESR引起的功耗降低，減少了電容發(fā)熱量，降低了電流應(yīng)力，提高了變換器的可靠性。

2 仿真實(shí)驗(yàn)

基于以上分析，利用PSPICE軟件進(jìn)行仿真。實(shí)驗(yàn)的基本條件：輸入電壓Uac＝90～265VAC，輸出電壓400V，輸出功率為1kW，最低開關(guān)頻率25kHz，最高開關(guān)頻率為32kHz，電感為200μH，輸出濾波電容987μF。

仿真結(jié)果如下：圖7為Uac＝220V時的主要波形圖。圖8為Uac＝220V時的輸入電流頻譜圖。圖9為Uac＝110V時的主要波形圖，圖10為Uac＝110V時的輸入電流頻譜圖。

圖7 輸入電壓Uac＝220 V時的波形

圖8 輸入電壓Uac＝220 V時輸入電流頻譜圖

圖9 輸入電壓Uac＝110 V時的主要波形圖

圖10 輸入電壓為Uac＝110 V時的輸入電流頻譜圖

從各圖可以看到，不管是Uac＝220V還是Uac＝110V，電感電流實(shí)現(xiàn)了均勻交錯，輸入電流紋波很小，功率因數(shù)達(dá)到了0.998，交錯電路工作性能良好。

3 總 結(jié)

本文針對開環(huán)臨界續(xù)斷模式交錯并聯(lián)Boost PFC電路進(jìn)行了詳細(xì)的分析，得出只有在電流控制模式下，開啟時同步才能讓控制器工作在一個穩(wěn)定的工作點(diǎn)，并進(jìn)行了基于此方法的仿真實(shí)驗(yàn)。實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了主從變換器實(shí)現(xiàn)精確地180°相移，主從電感實(shí)現(xiàn)了并聯(lián)電流的均流，有效地減少了總的輸入電流紋波。當(dāng)輸入電壓分別為Uac＝110V，Uac＝220V時，對主變換器輸入電流的頻譜分析，證明了交錯并聯(lián)Boost PFC電路具有良好的功率因數(shù)校正效果。

［1］Huber L，Irving B T，Jovanovi M M.Effect of valley switchingand switching－frequency limitation on line－current distortions of DCM／CCM boundary boost PFC converter［J］.IEEE Trans.Power Electron，2009，24（2）：339－347.

［2］Khaligh A，Emadi A.Mixed DCM／CCM pulse adjustment with constant power loads［J］.IEEE Trans，2008，24（2）：776－782.

［3］Huber L，Irving B T，Jovanovic M M.Review and Stability Analysis of PLL－Based Interleaving Control of DCM／CCM Boundary Boost PFC Converters［J］.IEEE Trans.Power Electron.2009，24（8）：1992－1999.

［4］Chu－Yi Chiang，Chern－Lin Chen.Zero－Voltage－Switching Control for a PWM Buck Converter Under DCM／CCM Boundary［J］.IEEE Trans.Power Electron.2009，24（9）：2120－2126.