缸內直噴汽油機高壓噴油器驅動電路的設計

胡穎智，滕 勤，劉井生

（合肥工業大學 機械與汽車工程學院，安徽 合肥 230009）

缸內直噴汽油機（GDI）燃油噴射系統將燃油以噴霧形式直接送入氣缸中，在缸內實現油氣混合。通過改善噴霧特性，在缸內形成理想混合氣是GDI能夠實現其在燃油經濟性和排放特性方面優勢的關鍵。噴霧特性除與噴油器本身的特性有關外，還需要一個高效的噴油器驅動電路，實現對噴油量、噴油正時和噴油速率的精確控制。北京航空航天大學開發了基于GDI噴油器專用驅動芯片L9707的噴油器驅動電路[1]，但目前該芯片在國內市場上無法買到。為此，筆者設計了一種缸內直噴汽油機噴油器驅動電路，采用通用芯片以硬件方式實現噴油器驅動所需的三段驅動電流，減少對軟件資源的占用，滿足GDI發動機對復雜噴射的要求。

1 驅動電路總體設計方案

如圖1所示，理想的噴油器驅動電流要求分為3個階段[2]：上升階段（T0-T1）、拾波階段（T1-T2）和保持階段（T2-T3）。在上升階段，需要一個高電壓直接作用在噴油器電磁閥線圈上，加快驅動電流上升速度，以縮短噴油器開啟時間；在拾波階段，仍需提供較大保持電流，以防止電流突變導致噴油器針閥意外落座；在保持階段，驅動電流下降到一個較小的值，保證噴油器處于打開狀態且功耗降低。

圖1 理想的噴油器驅動電流波形Fig.1 The ideal current waveform of GDI injector

噴油器驅動電路結構如圖2所示，由升壓電路、高端自舉驅動電路、電流分段控制電路等組成，工作原理如下：

發動機噴油時，ECU同時產生選缸信號和高壓觸發信號，其中，選缸信號通過低端驅動電路控制相應缸號的低端MOSFET導通，其脈寬決定了噴油時間；高壓觸發信號通過高端自舉驅動電路控制高端MOSFET管M1導通，其脈寬決定了高電壓通電時長。此時，通過升壓電路得到的高電壓VH對噴油器供電，形成較大的電流，使噴油器快速開啟。

圖2 噴油器驅動電路總體結構Fig.2 The overall structure of the injector driver circuit

高壓觸發信號結束時，其下降沿觸發單穩態觸發器，產生一個低電平信號，控制基準電壓設定電路產生一個高基準電壓。當采樣電壓低于基準電壓時，比較器輸出高電平，通過與門邏輯輸出高電平信號，允許高端MOSFET管M2工作，低電壓VL開始供電，電流增加。當采樣電壓高于基準電壓時，比較器輸出低電平。此時，M2截止，低電壓VL停止供電，電流減小。如此循環，使第一段保持電流始終穩定在由高基準電壓確定的范圍內。

單穩態觸發器產生的低電平信號結束后，基準電壓設定電路產生低基準電壓。類似地，使第二段保持電流始終穩定在由低基準電壓確定的范圍內，直到噴油結束。

2 DC/DC升壓電路

DC/DC升壓電路采用BOOST變換方式。如圖3所示，升壓電路由電流型PWM控制器UC3843、多量程電流傳感器LA28_NP、MOSFET Q1、儲能電感 L1、二極管 D1、儲能電容 C4和電壓反饋電阻R5、RV等組成。

圖3 基于UC3843的DC/DC升壓電路Fig.3 DC/DC step-up driver based on UC3843

BOOST升壓原理是：當MOSFET管Q1導通時，二極管D1反相截止，電感線圈L1與供電電源形成閉合回路，能量以磁能形式儲存在L1中；當MOSFET管Q1截止時，由于流過L1的電流不能發生突變，所以L1兩端會產生一個與供電電源同向的感應電動勢。在它們的共同作用下，二極管D1導通，以高于電源的電壓向儲能電容C4充電。如果MOSFET反復導通和截止，就可以在儲能電容C4兩端得到高于電源電壓的電壓輸出。

UC3843通過PWM的方式控制BOOST電路的工作，其工作原理為：當電壓反饋引腳VFB輸入電壓高于2.5 V時，輸出引腳OUT為低電平，BOOST電路停止工作；當電壓反饋引腳VFB輸入電壓低于2.5 V時，引腳OUT輸出PWM信號，BOOST電路開始工作[3]。

電容C4兩端電壓經電阻R5、RV分壓后輸入到VFB引腳。調整電阻R5、RV大小，使得輸出電壓為目標電壓時，輸入到VFB引腳的電壓恰好為2.5 V，從而實現對輸出電壓大小的控制。

PWM輸出頻率由Rt/Ct引腳外接的R3和C3確定，最大工作頻率可達500 kHz，計算公式為[4]：

電流傳感器LA28_NP對電流進行檢測，與UC3843配合工作，實現過流保護功能。當LA28_NP檢測到流過蓄能電感L1的電流為I1時，其信號輸出引腳M產生與I1成正比的電流I1/k（k=1 000），經過采樣電阻RS轉化成電壓信號后，送入UC3843的電流取樣引腳Isense。當Isense引腳輸入電壓高于1.0 V時，UC3843啟動過流保護功能，OUT引腳停止輸出PWM波，升壓電路停止工作。

因此，通過調整電阻RS的阻值，即可確定允許流過蓄能電感L1的最大電流IPK，IPK與采樣電阻RS的關系為：

3 高端自舉驅動電路

為保證MOSFET飽和導通，柵極與源極之間的壓差應大于其開啟電壓VGS（th），且柵極電壓一般以地為參考點。在噴油器驅動電路中，高端MOSFET的漏極接電源，源極接噴油器。為此，需要設計一個高端自舉驅動電路，以提高柵極的驅動電壓，保證高端MOSFET的正常工作。

高端自舉驅動電路如圖4所示，主要包括：柵極驅動芯片 IR2110、MOSFET、自舉電容 C2、自舉二極管 D2。

圖4 高端自舉驅動電路Fig.4 Bootstrap driver circuit

柵極驅動芯片IR2110具有獨立的高端和低端輸入通道，高端工作電壓可達500 V，輸出的電源端電壓范圍為10～20 V，邏輯電源電壓為 5～15 V，可方便地與 TTL、CMOS電平相匹配，具有工作頻率高，導通、關斷延遲小等特點[5]。

高端自舉驅動電路的工作原理如下：PWM信號H_IN輸入到IR2110的高端信號輸入引腳HIN，其反相信號L_IN輸入到低端信號輸入引腳LIN。當HIN引腳輸入低電平、LIN引腳輸入高電平時，HO輸出為低電平，LO輸出為高電平，此時，MOSFET 管 Q1導通，由+12 V、D2、C2、Q1、GND 構成的充電回路對自舉電容C2充電；當HIN引腳輸入高電平、LIN引腳輸入低電平時，C2充電完畢，IR2110的引腳HO與引腳VB（C2正極）導通。此時，Q2柵源極電壓高于其開啟電壓，高端MOSFET被打開，自舉完成。此外，電阻R5和電容C5用于延時LO引腳信號輸出，以防止高壓端對地短路。

自舉元件D2、C2的選取直接影響自舉電路的驅動性能。在電路中，自舉二極管起到隔離高端電源與低端電源的作用。當Q2導通時，其柵源極開啟電壓VGS（th）完全由自舉電容提供，選用超快速恢復二極管MUR160，能夠承受電路中的全部電壓，且可以減小自舉電容反饋進電源的電荷量。此外，C2必須具有足夠的儲能才能驅動Q2的柵極，應選用鉭電容，并盡量靠近芯片。自舉電容最小的電荷量可由式（3）計算[6]：

式中：Qg為 MOSFET 柵極電荷；f為工作頻率；Iqbs（max）為高端驅動最大靜態電流；ICbs（leak）為自舉電容漏電流；Qls為每個工作周期內電平轉換電路中的電荷。

自舉電容必須能夠提供不低于上述要求的電荷，為保證一定的裕量，自舉電容上的電荷必須是最小電荷量的兩倍。利用式（4）可以計算自舉電容的電容量[6]：

式中：Vf為自舉二極管的正向壓降；VLS為低端MOSFET的壓降；VMin為 Vb與 Vc之間的最小壓差。 由式（3）（4）計算得自舉電容應當大于 0.26 μF，實際選取 0.47 μF，耐壓為35 V的鉭電容。

4 電流分段控制電路

電流分段控制電路由基準電壓設定電路A和電流反饋控制電路B組成，如圖5所示。其中，電流傳感器反饋電壓Vf與噴油器驅動電流大小成正比，拾波和保持階段驅動電流的大小則通過輸出信號S_IN控制噴油器低壓電源的通斷來實現。

如圖5 A所示，基準電壓Vref大小由分壓電阻R1、R2、R3和三極管S1共同決定：正常情況下，單穩態觸發器輸出保持高電平，三極管 S1導通，Vref=（5-0.6）×[R2/（R2+R3）]；當高壓觸發信號結束時，其下降沿會觸發單穩態觸發器輸出一個設定脈寬的低電平脈沖，三極管 S1截止，Vref=5×[（R1+R2）/（R1+R2+R3）]。

圖5 電流分段控制電路Fig.5 Circuit of sectionalized current control

如圖5 B所示，電流反饋控制電路主要由電壓比較器U1和與門U2構成，工作原理是：當Vref大于 Vf時，U1輸出高電平，與噴油脈寬信號和PWM信號相與后，S_IN輸出一個PWM信號，控制低壓電源對噴油器供電，使電流不斷上升，電流傳感器反饋電壓 Vf也隨著上升；當Vf大于Vref時，U1輸出低電平，與噴油脈寬信號和PWM信號相與后，S_IN輸出低電平，低壓電源停止對噴油器供電，使電流下降，直到Vf小于Vref。不斷重復上述動作，實現電流的反饋控制。

通過電流反饋和基準電壓的共同作用實現了電流的分段控制。

5 實驗驗證和結論

對所設計的驅動電路進行試驗，12 V電壓經過升壓后可以得到90 V高電壓。設置噴油脈寬為5 ms，所測得的電流波形如圖6所示。

噴油開始時，通過噴油器的電流在250 μs內迅速上升到16 A使噴油器打開，隨后在拾波階段和保持階段分別產生5 A和2.5 A的電流，以保持噴油器持續打開直至噴油結束。

圖6 試驗波形圖Fig.6 Waveform of the experiment

所設計的驅動電路結構簡單，實用性強。升壓電路具有過流保護功能，有效地提高了驅動電路的安全系數。采用雙電源供電方式，加快了噴油器的開啟響速度；采用三段電流驅動方式，降低了系統功耗，有效地延長了噴油器的使用壽命。

[1]陳琛，李云清，王德福.基于L9707芯片的GDI噴油器驅動電路設計及實驗驗證[J].內燃機與動力裝置，2010（1）：1-6.CHEN Chen，LI Yun-qing，WANG De-fu.The design of driving circuit of GDI injec-tor and experimental verification based on L9707 chip [J].Internal Combustion Engine&Powerplant，2010（1）:1-6.

[2]曾偉，顧東亮，宋國民，等.新型高壓共軌電磁鐵型噴油器驅動方式[J].車用發動機，2010（4）：32-34.ZENG Wei，GU Dong-liang，SONG Guo-min，etal.New driving method of electronic control injector for high-pressure common rail system[J].Vehicle Engine，2010（4）:32-34.

[3]Fairchild Semiconductor.UC3842A/UC3843A SMPS controller[EB/OL].[2011-03-11].http://www.fairchildsemi.com/ds/UC/UC3843A.pdf.

[4]孫小平，丁志杰.一種15W三路輸出DC/DC模塊電源的設計[J].電源技術應用，2004，7（12）：732-737.SUN Xiao-ping，DING Zhi-jie.Design of a 15W three-output DC/DC Module power converter[J].Power Supply Technologies and Applications，2004，7（12）:732-737.

[5]International Rectifier.IR2110（-1-2）（S）PbF/IR2113（-1-2）（S）PbF high and low side driver[EB/OL].[2011-03-11].http://www.irf.com/product-info/datasheets/data/ir2110.pdf.

[6]ADAMSJ.Bootstrap component selection for controlic's[EB/OL].（2001-09-04）[2011-03-11].http://www.irf.com/technicalinfo/designtp/dt98-2.pdf.