基于直流側型PET工作模式的研究

徐 杰

（安徽工程大學電氣工程學院，安徽 蕪湖 241000）

在AC-DC-AC變換中[1]，常采用PWM方式進行調制控制[3-7]。為了逆變電源輸出電壓中諧波盡可能消除，一般在三相整流橋后并聯了一個大的電解直流濾波電容，它的存在不僅影響了系統的響應速度、增大了系統的體積、降低了系統的可靠性且增加了系統的成本[2，14]。此直流電容除了濾除直流電壓的紋波外，與負載的大小無關[2]。本文分析了基于AC-DC-AC型電力電子變壓器的工作模式，因為原、副邊包含了整流、直流電容、逆變、變壓器藕合、整流、直流大電容、逆變等環節，使得工作方式較為復雜，對該PET主電路拓樸結構分析，對利于進一步研究的工作基礎，對于具有直流側PET直流側電容的模式分析奠定了基礎。

1 工作模式分析

下面詳細分析電路在感性負載的狀態下，其開關器件的工作規律，通過電路中電流的流通狀況，確定主電路拓撲結構工作的狀況[2]。在此分析中如圖1所示，三相PWM逆變、整流橋臂的控制信號[2]，由三角載波和調制波相比較給出，每個橋臂上下兩個開關管觸發脈沖時間互補。本文將主電路形式簡化為如圖2的電路結構。

圖1 三相逆變器電源主要電壓、電流波形

下面分析基于AC-DC-AC主拓撲電路在感性負載下其開關器件工作規律，分析電路中電流的流通狀況，確定三相整流側、單相逆變器的輸出電壓。

對于三相 PWM 的 VSR開關模式對應的電流回路，不同的網側電流瞬時方向對應不同的電流回路[8]。給出了三相網側電流ia＞0、ib＜0、ic＞0時PWM控制對應 8種模式的電流回路[8]。下面以原邊整流側的變化為基準分析此PET工作方式。

圖2 AC-DC-AC型PET主電路

模式1：0～t1時間段內，開關管T01的控制信號為高電壓平，如圖可知此時A相電流為負值，在開關管內T01沒有電流流過，A相的電流通過續流二極管D01，同時開關管T06中的電流為負，所以也通過續流二極管、T04的控制信號是高電平，此時C相電流為正值，通過直流側電容的電流有充放電，該脈動相對于產生的直流側電壓幅值較小，上此處近似為直流側電容輸出電壓穩定在 3000V，根據本文的參考向量的方向，通過原邊的逆變器 PWM控制使T11、T12處于高電平，使得通過高頻藕合到副邊的電流方向相一致，副邊的分析同原邊相近，副邊整流器與原邊的逆變器有同步的PWM控制，使得副邊的電流保持與原邊電流同相，可知與原邊逆變器同步PWM控制的整流器，使T31、T32處于高電平，此處副邊逆變采用 ia＜0，ib＞0，ic＞0 工頻電壓，通過SVPWM控制使得D31、D36、D32續流二極管導通。

模式2：t1～ t2時間段內，開關管T01的控制信號為低電壓平，如圖可知此時A相電流為負值，T04的控制信號是高電平，此時C相電流為正值，由圖1知T05處于高電平，根據本文的參考向量的方向，通過原邊的逆變器PWM控制使T11、T12處于高電平，使得通過高頻藕合到副邊的電流方向相一致，副邊的分析同原邊相近，副邊整流器與原邊的逆變器有同步的 PWM控制，使得副邊的電流保持與原邊電流同相，可知與原邊逆變器同步PWM控制的整流器，使T31、T32處于高電平，此處副邊逆變器采用ia＜0，ib＞0，ic＞0工頻電壓，通過SVPWM控制使D31、D36、D32續流二極管導通。

同理，在 t2～t3時間段內分析過程相同，進一步可以分析出在通過改變調制波波形對開關的控制，找出各自開關狀態下的不同模式，對于模式（7）、（8）不是有效工作模式，可知原邊整流側為6種工作模式，對于原邊逆變側有兩種工作模式，副邊整流側工作模式有兩種，副邊逆變側有6種工作模式。

在原邊對于副邊同一種工作模式原邊逆變器采用不同的開關控制方法，為使得原副邊的電流方向流向一致，由圖4可以看出為了保持原邊電流的流向控制使原來控制T11、T12處于高電平的信號，處于低電平、控制D13、D14觸發導通。整個工作模式中的電流流向沒有改變。

如圖5所示，為保持與原邊電流藕合流向一致，使原來控制T21、T22處于高電平的信號，處于低電平、使控制D23、D24觸發導通。整個工作模式中的電流流向沒有改變。對于電流流向的判斷可根據基爾霍夫電流定律判斷。

圖3 基于AC-DC-AC型電力電子變壓器PWM

不同開關模式時的電流回路（1）－（8）種模式

圖4 原邊逆變側模式分析圖

圖5 副邊整流側模式分析圖

由上面分析可知，基于AC-DC-AC型電力電子變壓器的工作模式中存在三相整流、單相逆變、單相整流、三相逆變電路工作模式，根據對不同的輸入電流而對應不同的工作模式。對于同一種原邊三相整流器，對于同一輸入網側電流，對應2× 8種工作模式，其中原邊單相逆變、副邊單相整流采同同步PWM脈沖工作方式，為兩種；副邊逆變三相輸出工作方式為8種。原邊所入為 6種網側電流狀態，即ia＞0, ib＜0,ic＜0、ia＞0, ib＜0,ic＞0、ia＜0, ib＞,0ic＞0、ia＜0 ,ib＜0,ic＞0、ia＜0 ,ib＞0,ic＜0、ia＞0, ib＜0,ic＜0。基于AC-DC-AC型電力電子變壓器的工作模式共存在6×2×2×6種工作模式，即有效模式。通過通路分析，在對稱主電路拓樸對稱的情況下，工作模式成對稱狀分布。

在感性負載的情況下PET輸出電壓的大小與直流側電壓的大小有關，通過直流側電容對PET輸出電壓的影響，直流側電容的電壓穩定是影響PET的輸出電壓。

2 仿真實驗分析

應用 Matlab/Simulink環境下建立整個 PET系統，進行了仿真驗證，主要仿真參數如下：電網輸入三相對稱電源電壓峰值 em=1414V、電網側頻率f=50Hz 、原邊直流電容 C1=4700μF、變壓器原副邊的比值3500V∶800V、輸出濾波電感2.15mH、輸出濾波電容 C=4700μF ，此處負載參數設置：負載為三相對稱感性負載，額定頻率 fn=50Hz ，額定線電壓為380V，其中有功功率 P=(50e 3 )W 。

圖6 電容電壓值的波形圖

在不同算法中原幅邊 C取值對電源側功率因數、負載側的輸出特性的影響。分析如下：原邊電容值從4700e-6取至負邊電容為5000e-6。

由上圖6（a）、（b）所示可以看出原邊和副邊直流側電容的電壓值分別穩定在 3000V、800V，說明在整流器和逆變器處的直流電容值在充放電過程中，對于整體的電力電子變壓器而言基穩定，對于原邊電網側和負載的輸出影響小，對于該電力電子變壓器而言具有較好的性能。通過上面分析，可知 PET主拓撲電路中直流側的電容影響PET的電壓輸出。

3 結論

本文詳細的分析了基于AC-DC-AC型電力電子變壓器主電路拓撲結構的在感性負載下的的各種工作方式，得出該電路拓撲結構中，符合有效的工作模式的特點，為提出基于原副邊的雙PWM控制的新型算法控制奠定了基礎。分析了三相逆變電源在感性負載下的各種工作方式得出PET輸出電壓與直流側電壓的大小有關，PET主拓撲電路中直流側電容影響 PET的電壓輸出，為進一步具有直流側型PET的研究奠定了基礎。

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