基于UC3842的反激變換器建模與補償控制

薛蒙

(青島理工大學，山東 青島 266520)

反激式變換器實際是一個帶隔離變壓器的Buck-Boost變換器，由于所用元件少、電路和控制簡單，在小功率開關電源中獲得廣泛的應用。本文分析建立了反激變換器小信號模型，并基于UC3842的補償控制，提出了一種新型補償控制方法。

目前用于反激電路的UC3842大多采用離線式結構，雖然其電路簡單，但由于反饋不能直接從輸出電壓取樣，因此輸出電壓中仍有大約±2%的紋波，而且負載變化時輸出電壓變化大、響應慢，不適合精度要求較高或負載變化范圍較寬的場合。本文提出了輸出直接反饋的新方法，實驗證明該方法可以提高電源精度，而且負載調整率和電壓調整率也明顯好于傳統用法。

1小信號建模與補償控制

UC3842為雙列8腳單端輸出的開關電源驅動集成電路，其內部集成了振蕩器、有溫度補償的高增益誤差放大器、電流檢測比較器、圖騰柱輸出電路、輸入和基準欠電壓鎖定電路及PWM鎖存器電路等。圖1所示為UC3842內部框圖和引腳圖，UC3842采用固有工作頻率脈沖寬度可控調制方式，共有8個引腳。

圖1 UC3842內部框圖和引腳圖

UC3842主要用于高頻中小容量開關電源，用它構成的傳統離線式反激變換器電路在驅動隔離輸出的單端開關時，通常將誤差比較器的反向輸入端通過反饋繞組經電阻分壓得到的信號與內部2.5 V基準電壓進行比較，誤差比較器的輸出端與反向輸入端接成PI補償網絡，誤差比較器的輸出端與電流采樣電壓進行比較，從而控制PWM序列的占空比，達到電路穩定的目的。

圖2 UC3842構成的離線式電路

UC3842用于反激變流器時采用電流峰值控制，由其構成的離線式電路如圖2所示。

首先對在CCM工作方式下的反激變流器小信號交流模型進行分析，并作如下假設：

(1)系統所施擾動幅值較低，即小信號擾動；

(2)小信號擾動的頻率低于開關頻率；

(3)電路中所有半導體器件均為理想器件；

(4)電路中所有無源器件均為線性器件。

反激式變換器的一個工作周期可以分成兩個工作階段：階段1為功率開關導電階段；階段2為功率開關關斷階段，反激式變換器的等效電路如圖3所示。

圖3 反激式變換器等效電壓

忽略電感電流、電容電壓和電源電壓在一個開關周期中的紋波，得到電感特性方程、電容特性方程和輸入電流開關周期的平均值方程，即反激式變換器狀態空間平均方程式，如式(1)。

顯然式(1)是非線性方程。同樣，采用擾動和線性化處理方法，經整理消去直流項忽略二階小項，得到電感電流、電容電壓小信號狀態方程和輸入電流方程：

控制至輸出的傳遞函數為：

UC3842采用峰值控制法(CPM)，在式(1)的基礎上作拉氏變換，推導其小信號模型，得到式(3)：

假定電路脈動很小且峰值補償幅度很小時，引入峰值控制信號，令 ^i(s)≈^ic(s)，在式(4)中消去^d，則在電流控制模式下，電路的傳遞函數Gvc(s)=^V(s)/^ic(s)(^Vg=0)，經過近似，反激變流器在CPM下的傳遞函數與式(4)有相同的形式，下面用式(4)對應的交流小信號模型和控制框圖進行分析。

圖4是等效的控制框圖，Gc(s)是反激變流器傳遞函數，Gm(s)是脈寬調制器的傳遞函數，Gm(s)=IVm(Vm為調制鋸齒波的峰值)；H(s)是反饋電壓采樣數；G1(s)即是所需要設計的補償網絡。

圖4 式(4)等效的控制框圖

傳統的OFFLINE反激變流器的補償后的幅頻特性以-20 dB穿越0 dB，系統有一定的相位裕度和幅值裕度，但是在-180°時，反激變流器的重極點剛好發生諧振，造成幅值裕度很小，而且系統的通頻帶變窄，閉環增益很小，這樣電路的快速響應性能受到一定影響，造成輸出電壓紋波較大，而且負載突變時瞬態響應較慢。

本文電路采用UC3842新用法，采用帶斜坡補償的電流峰值控制，并利用TL431線性穩壓器和PC817線性光耦構成反饋環，如圖5所示。

圖5 反饋環電路

該網絡由兩級系統構成，前級為TL431線性可調穩壓器對輸出電壓反饋，其傳遞函數為 G11(s)=^v2/?v1，后級為PC817線性光耦輸出電壓誤差信號提供電流峰值基準，其傳遞函數為 G12(s)=?vC/^v2，輸出取樣傳遞函數H(s)=R2/(R1+R2)，同時，UC3842內部電壓誤差比較器反向端接地。

電路中將UC3842內部誤差放大器(ERROR AMP)的反向輸入端2腳直接接地，從8腳基準電壓腳拉一個2kΩ的電阻到ERROR AMP的輸出端1腳，利用光耦集-射極間的動態電阻與R1分壓，略過芯片內部的放大器，用1腳做反饋，通過反饋網絡調節誤差比較器的輸出，然后與電流采樣的第3腳電壓進行比較，產生一個PWM序列，再與時鐘信號、電壓檢測信號和死區信號合成后生成PWM驅動信號，實現+5 V主輸出閉環控制的目的。這樣一般無需在反饋的高壓端加RC網絡，簡化了設計步驟。1腳的反饋利用三極管集-射極的動態電阻控制1腳電壓，從而控制峰值電流的值，與電感電流的采樣輸入端3腳比較后控制占空比D。電路圖如圖6所示。

圖6 新補嘗方法電路圖

PC817是線性光耦，集-射極的動態電阻由初級電流和集電極電流決定，利用三端可調穩壓管TL431進行反饋控制。當 Vo↑→V(TL431)↓→iF↑→VCE↓→D↓→Vo↓時，則可實現輸出電壓穩定；反之Vo↓亦能穩定。集-射極間動態輸出電阻為光耦輸出特性曲線在工作點附近斜率的倒數，是一個微變參數：

其中，VCE與iF構成負反饋，以保證輸出的穩定。

TL431有一個與高壓側隔離的內置高增益誤差放大器，該放大器經過光耦直接控制UC3842內部ERROR AMP的輸出端，其精確度并不會降低。試驗中通過用示波器測試發現，負載階躍變化時D沒有延時性變化，也沒有不穩定的現象。

2試驗結果及分析

實驗的電路圖如圖7所示。

圖7 利用UC3842及TI431所做實驗電路圖

輸入：85～265 V交流，整流后直流 100～375 V；

輸出：12 V/5 A；

初級電感量：370 μH；

初級匝數：40 T，次級：5 T；

次級濾波電容：3 000 μF；

震蕩三角波幅度：2.5 V；

開關頻率：100 kHz；

電流型控制時，取樣電阻取0.33 Ω。下面用峰值電流型控制來設計此電源環路。所有設計取樣點在輸出小LC前面。如果取樣點在小LC后面，由于受LC諧振頻率限制，帶寬不能很高。

電流型控制時假設用UC3842，傳遞函數如下：

輸出濾波電容的內阻比較大，自身阻容形成的零點比較低，這樣在8 kHz處的相位滯后比較小。

Phase angle=arctan(8/1.225)-arctan(8/0.033)-arctan(8/33)=-22°。

另外可看到在8 kHz處增益曲線為水平，所以可以直接用單極點補償，這樣可滿足-20 dB/decade的曲線形狀。省掉補償部分的 R2和 C1。設 Rb為 5.1 kΩ，則 R1=[(12-2.5)/2.5]×Rb=19.4 kΩ。 8 kHz處功率部分的增益為-20×log(1 225/33)+20×log19.4=-5.7 dB。理論上 8 kHz處應為0 dB，所以8 kHz處補償放大器增益應為5.7 dB，5.7-20×log(F0/8)=0 dB

F0為補償放大器0 dB增益頻率，F0=1/(2×π×R1C2)=15.42 Hz

相位裕度：180-22-90=68°

仿真圖如圖8所示。

圖8 實驗仿真圖

本文分析了反激變流器在CPM控制模式下的小信號模型，推導出開環傳遞函數，通過比照UC3842傳統補償和新型補償方式對整個系統性能的影響，提出了一種綜合性能較好的輸出直接反饋的控制策略。該電路的性能指標明顯好于傳統用法，且設計相對簡單，反饋環節易于調整。但該電路使用元件稍多于傳統電路，成本稍高。在對電源精度要求較高或負載條件較差的情況下，本文提出的反激式開關電源是較適合的。

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