載人航天空空通信子系統及其關鍵技術

石云墀

(上海航天電子技術研究所,上海 201109)

0 引言

空空通信子系統是中國載人航天二期實現交會對接任務的關鍵子系統,完成運輸飛船和目標飛行器間的數據通信。為提高系統的抗干擾和保密性能,空空通信子系統采用了DS-DBPSK直接序列擴頻體制,該體制將原始數據與遠高于其碼速率的偽噪聲序列模二加后生成新序列,其碼速率與偽噪聲序列相同,由此明顯擴展了信號頻譜。在接收端,將一個與發射端同步的本地偽噪聲序列用接收信號相關,利用偽噪聲序列的自相關特性,將信號能量集中在窄帶范圍內,提高接收信號的信噪比,獲得處理增益。空空通信機是該子系統的核心單機,中頻接收機是該單機的核心模塊,其中數字化中頻解擴解調是關鍵技術。為此,本文對空空通信子系統及其關鍵技術進行了研究。

1 系統構成

空空通信子系統由空空通信機4臺(運輸飛船、目標飛行器各2臺)、空空通信天線4副(運輸飛船、目標飛行器各2副)和空空通信接口2個(運輸飛船、目標飛行器各1個)組成,如圖1所示。其中4臺空空通信機為該子系統的核心設備。

運輸飛船空空通信機、目標飛行器空空通信機及其相連的空空通信天線組成2個獨立的雙工通信鏈路,兩鏈路同時工作,收發頻率完全相同,用不同擴頻序列進行碼分多址。為進一步抑制遠近效應,兩鏈路的空空通信天線采用不同圓極化方式進行旋向隔離。空空通信接口設備接收來自飛船或目標飛行器的數據,將其組幀后送空空通信機,同時接收空空通信機送出的接收數據,將數據還原后送飛船或目標飛行器上設備。

圖1 空空通信子系統組成Fig.1 Composition of space to space communication subsystem

2 空空通信機

作為空空通信子系統的核心設備,其內部功能如圖2所示。空空通信機接收空空接口送來的數據進行RS編碼、擴頻、調制、放大后經雙工器后送天線發射,同時對天線接收到的信號進行放大、模擬下變頻、解擴解調、RS解碼后送空空通信接口。

圖2 空空通信機組成Fig.2 Scheme of spaceto space communicator

發射通道的信號調制放大和接收通道的放大、下變頻采用傳統模擬方式實現。空空通信機的關鍵技術是中頻信號的解擴解調,該功能由中頻解擴解調模塊實現。考慮運輸飛船和目標飛行器空空通信機的碼速率、擴頻比不同,采用軟件無線電方式實現中頻信號的解擴解調,這樣可用相同的硬件平臺加載不同的軟件實現不同的功能。

中頻解擴解調模塊主要指標式：中頻載波頻率70 MHz;載波最大多普勒頻移13 k Hz;擴頻體制DS/SS;擴頻比1 023/127;調制方式DBPSK。

3 中頻解擴解調關鍵技術

3.1 偽碼的捕獲與跟蹤

直接擴頻信號解擴的關鍵是保證本地PN序列和與接收信號同步。這樣通過與本地PN序列進行相關運算,就能恢復原始數據。偽碼的同步分捕捉和跟蹤兩個階段：通過擴頻碼的捕獲可使本地偽碼與接收到的碼元基本保持同步,獲得一定的同步精度(如二分之一碼元寬)。由于發射機和接收機的相對運動及時鐘的不穩定,特別是解擴解調的需要,須進一步跟蹤接收信號,使本地偽碼盡可能跟隨接收信號的變化,使同步精度控制在更小碼元周期范圍內,進一步降低數據誤碼率。

3.1.1 偽碼捕獲

偽碼的同步捕獲實質是對每個可能的相位點進行相關解調,根據解調結果判斷相位是否同步的掃描過程,常用的PN序列捕獲有匹配濾波器法、串行滑動相關捕捉法、多通道滑動相關捕捉法、輔助序列捕捉法等。比較各捕獲算法的優缺點,選擇了資源和捕獲時間均適中的多通道滑動相關捕捉法。

多通道滑動相關捕捉系統中有并行的N個滑動相關捕捉通道,輸入每個通道的偽碼相差一定的相位(如1/2碼元)。其中每個滑動相關捕捉通道如圖3所示,輸入信號與本地產生的PN序列相乘后,在一個PN序列的周期內進行積分,利用PN序列的自相關特性,僅當本地PN序列與接收到的信號中的PN序列相差小于1個碼元時,積分清洗濾波器(I-D)才會輸出較大的相關峰。比較相關值與門限電平,當最大相關值大于門限時,就認為本地PN序列同接收信號達到了同步,進入跟蹤狀態;當最大相關值小于門限時,移動本地PN序列發生器產生的PN序列的相位(N/2個碼元),重新進行相關運算直至同步。這樣一個完整的偽碼捕捉周期可完成N個相位的查詢,捕捉時間變為單個串行滑動相關捕獲法的1/N。所用硬件資源雖增加了N倍,但遠小于全并行匹配濾波器所用資源。多通道滑動相關捕捉系統如圖4所示。

圖3 串行滑動相關捕捉系統Fig.3 Serial sliding correlater capture system

圖4 多通道滑動相關捕捉系統Fig.4 Multi-channel sliding correlativecapturesystem

3.1.2 偽碼跟蹤

當接收到的信號與本地PN序列同步后,兩者相位差小于1/2個碼元周期。此時,系統進入跟蹤狀態,本地PN碼相位須通過跟蹤使其和輸入PN碼相對時間差減小為零。

PN序列的跟蹤采用延遲鎖定環實現,延遲鎖定環又稱“全時間”(Full-time)超前-滯后跟蹤環,其構成如圖5所示。圖中：自相關函數R1[τ(t)],R2[τ(t)]為低通濾波器輸出,2個相關器輸出之差用于產生誤差信號

圖5 延遲鎖定環Fig.5 Delay lock roop

如圖6所示,e(τ)被用作調整信號,用于驅動壓控振蕩器(VCO),VCO可用于調節PN碼發生的時鐘,當PN碼發生器落后于輸入序列相位時,則使時鐘變快,反之,則使時鐘變慢,由此實現跟蹤相位。

圖6 誤差信號e(τ)和相關器輸出R1(τ),R2(τ)Fig.6 Error signal e(τ)and relative output R1(τ),R2(τ)

采用數字技術實現延遲鎖定環時,VCO由可編程的數控振蕩器(NCO)替代。因每個偽碼周期只能產生1個誤差信號,為使誤差信號導致的PN序列相位差不超過1個碼寬度,NCO須有較高的精度和工作頻率,而這會占用較多的硬件資源。實際使用中,可對DLL作適當簡化：比較超前與滯后支路的相關結果,超前支路相關結果較大,則說明本地PN序列落后于接收到的信號,將本地PN序列的相位前移Δ(如1/2或1/4個碼元);反之,將本地PN序列的相位朝后移Δ,實現相位跟蹤。該方法在偽碼發生器采用RAM結構實現時尤為簡便,只需適當調整RAM的讀取指針即可實現。

3.1.3 判決門限確定

根據Bauyes和Neyman-Pearson假設檢驗,在AWGN下無衰落信號的非相關接收的最大似然估計方程可表示為

式中：V為噪聲能量;γI,γQ為兩路正交同相信號;α為無信號時的虛警率[1]。

瞬時接收到的信號功率和噪聲功率為未知,且隨時間而變。固定的門限捕獲方案將使系統性能明顯下降而無法正常工作。因此,有必要設置自適應門限檢測。

因本地PN序列與接收信號未對齊時信號的相關值很小,而噪聲與本地PN序列相關后能量基本不變,故可將未對齊時的相關值的平方作為噪聲能量的估計。為提高噪聲估計的準確性,將多個未對齊通道相關值的平方作平均處理。獲得估計的噪聲能量后,乘上一比例因子,即可作為自適應門限與相關器輸出進行比較。

在弱信號時,未對齊通道相關值主要取決于噪聲能量,僅基帶信號主瓣的相關峰會超出門限;在強信號時,未對齊通道相關值更多由信號能量貢獻,基帶信號旁瓣的相關峰也會超過門限,導致誤捕。為提高偽碼捕獲概率,可適當提高門限(加大比例因子),使旁瓣相關峰落于門限以下。

3.2 載波的捕獲與跟蹤

3.2.1 載波捕獲

輸入信號有較大的多普勒頻移,而解擴后基帶信號頻譜主要集中在基帶碼速率2倍帶寬內,信號帶寬較窄,當本地載波與輸入信號頻偏較大時,相關峰將明顯降低,即使偽碼相位對齊,也可能無法檢測到相關峰。因此,在相位捕獲的同時,應對載波頻率進行捕獲。在掃描完一遍所有相位后修正載波頻率,在下一個頻點再次進行掃描。

另外,在檢測到相關峰后,在偽碼對齊條件下,再次對臨近頻段進行掃描,選取相關峰最大的頻點。這樣,利于載波環對載波的跟蹤。

3.2.2 載波跟蹤

載波捕獲后,需對載波進行跟蹤,使本地載波與輸入信號頻率相位保持一致,以進行相干解調。載波跟蹤環采用數字Costas環,由數字下變頻器(DDC)、解擴單元、數字鑒相器和環路數字濾波器等組成,如圖7所示。其中：DDC是中頻數字解調的重要組成,它包括數字混頻器、NCO和數字低通濾波器等三部分。其工作原理是：將輸入信號與一本地振蕩信號作乘法運算,乘法器輸出送低通濾波器以濾除高頻分量,獲得基帶數據。同相一個正交(I-Q)分解DDC的結構如圖8所示。

圖7 數字Costas環組成結構Fig.7 Structure of digital Costas loop

圖8 正交分解DDC結構Fig.8 Structureof orthogonal decomposition DDC

數字鑒相器根據I,Q兩路相關結果,由反正切運算獲得本地載波與輸入信號的相位誤差,并去除數據調制引起的180°相位翻轉。環路濾波器對相位誤差進行低通濾波,濾波結果控制NCO的輸出頻率,實現對輸入信號載波的閉環跟蹤。

4 中頻解擴解調模塊實現

受器件規模與等級限制,中頻解擴解調模塊采用了現場可編程邏輯陣列(FPGA)+數字信號處理器(DSP)架構。中頻解擴解調模塊由變壓器、AD、下變頻及RS編解碼FPGA、相關器FPGA,以及DSP組成(如圖9所示),可實現自中頻(70 MHz)起的下變頻、相關捕獲、解擴、解調、RS解碼的接收功能和發射前的組幀RS編碼功能。圖中：變壓器由一個4∶1阻抗變換器及周圍器件構成,作用是抑制共模噪聲和隔離模擬數字地,并進行阻抗匹配;AD對輸入中頻信號進行采樣,采樣頻率為偽碼速率的4倍。選用AD公司的AD6645高速14位并行AD,輸入帶寬200 MHz,其最高采樣率可達80 MS/s,實際使用了高8位數據。

圖9 中頻解擴解調模塊組成Fig.9 Module composition of middle frequency demodulation of DS/SSsignal

4.1 數字下變頻及RS編解碼FPGA

下變頻及RS編解碼FPGA為一片30萬門的XQVR300,其作用是：在捕獲前消除采樣后的殘余頻差,為其后的相關運算消除頻差的影響;捕獲完成后,作為載波鎖相環的一部分對載波的頻率和相位進行跟蹤;完成與DSP及空空通信接口設備的信號交換和RS編解碼,其內部功能如圖10所示。AD采樣值分別同NCO輸出的相位相差90°的正弦信號和余弦信號相乘,再通過FIR濾波器濾除高頻分量,即可得兩路正交的基帶信號。I/Q兩路FIR濾波器的參數完全相同,在低通濾波的同時完成數據抽取。DSP接口1完成下變頻FPGA與DSP的接口時序,使DSP能控制NCO的輸出頻率。

同時,該FPGA接收來自空空通信接口的數據,將其組成傳輸幀,進行RS編碼后,與本地PN序列異或進行直接序列擴頻,將擴頻后的信號送發射機。該FPGA還接收DSP送來的解擴數據幀,在RS解碼后,選出有用數據送空空通信接口。

4.2 相關器FPGA

圖10 數字下變頻FPGA功能Fig.10 FPGA function of digital down conversion

并行相關FPGA選用一30萬門的XQVR300,其作用是生成本地偽碼序列并與基帶信號相關,將相關結果送DSP,并為DSP提供看門狗和譯碼邏輯,功能如圖11所示。圖中：GOLD序列發生器產生本地偽碼,并通過移位寄存器產生相位相差1/2或1/4碼元的多個偽碼供相關器使用,同時還能根據DSP的控制信號調整自身相位;積分清洗濾波器根據輸入的偽碼序列,每個偽碼周期進行1次相關運算,將相關結果送往DSP。考慮資源使用和捕獲時間要求,I/O路并行捕獲通道各24個。DSP接口將相關結果送DSP,并提供中斷、接收DSP控制指令調制GOLD序列相位。看門狗邏輯提供DSP復位信號,譯碼邏輯為外設提供地址譯碼。

圖11 相關器FPGA組成Fig.11 FPGA composition of correlater

4.3 解擴解調DSP

DSP采用SMJ320VC5416芯片,工作時鐘最高可達100 MHz/s,運算能力滿足任務需求;內部自帶64 k B程序與數據RAM,節省了外圍電路開銷。該DSP主要完成判決門限計算、偽碼/載波的捕獲、偽碼/載波的跟蹤,以及接收幀結構的判決等功能。兩個階段的工作模式為：

a)捕獲階段 每次相關運算結束后,讀取各路相關器的相關值,計算每個相位I,Q路相關值的平方和,取最小的21路的平均值,乘以一參數因子作為判決門限。比較平方和的最大值與判決門限,若超門限,則認為捕獲偽碼,反之,在下一組相位進行捕獲。當全部相位均試探過后,DSP控制下變頻FPGA中的NCO頻率變化一定值,在下一頻率點試探。

b)跟蹤階段 DSP通過讀取I/Q相關結果,計算本地載波和接收的相差與頻差,經環路濾波后調整NCO頻率字,實現載波跟蹤;讀取超前和滯后相關通道的相關值,根據結果調整偽碼相位,實現偽碼跟蹤,并判決出接收數據的幀結構,提取有效數據送外部RS解碼器解碼。

根據上述方案設計硬件并編寫相關軟件,實現了中頻解擴解調功能,整機實現的主要性能指標為：捕獲帶寬±16 k Hz/±30 k Hz;接收機靈敏度-123～-113 d Bm;接收機誤碼率1×10-6;捕獲時間平均不超過3 s,最大不超過5 s。

5 結束語

采用直接序列擴頻通信體制的空空通信子系統是載人航天二期交會對接任務的關鍵子系統。作為該系統核心單機,空空通信機采用軟件無線電方式實現了偽碼/載波的捕獲和跟蹤,具有結構靈活、通用性好的特點。

[1]A J維特比.CDMA擴頻通信原理[M].李世鶴,等(譯).北京：人民郵電出版社,1997.