高頻反激變壓器繞組模型優化設計

2011-10-09 09:46:16吳海波

電子設計工程 2011年24期

孟明，吳海波，蔣理，郝丹

（1.華北電力大學河北保定 071003；2.遼寧省電力有限公司技術經濟咨詢研究中心遼寧沈陽 110006；3.遼寧電力勘測設計院遼寧沈陽 110005）

隨著新能源技術的不斷發展，光伏發電越來越受到人們的重視，變換器是將太陽能電池板上的直流電轉變為可用的工頻交流電的裝置。反激變換器用到的電子器件少，結構簡單，因此廣泛應用于小功率場合[1-2]。反激變換器的重要元件之一是高頻變壓器，設計好高頻變壓器對整個系統的效率以及電能質量都非常重要。目前，變壓器中的磁性元件短時間內很難有較大的突破，因此我們只能通過優化繞組的方式來達到提高效率和電能質量的目的。反激變壓器不同于以往的變壓器，主要體現在能量傳遞上，不是直接從原邊繞組到副邊繞組，而是通過氣隙這個中間環節傳遞[3-4]。本文將對變壓器繞組的渦流損耗和漏感進行分析，這些都是影響效率和電能質量的主要因素。繞組大多采用漆包線和銅箔進行繞制，通過對不同繞組結構的分析，利用有限元仿真得到優化后的繞組模型，并制作出相應的實驗樣機進行性能分析。運用繞組優化后的高頻變壓器電路，輸出電壓波形好，效率高，對優化后的繞組的可行性給予了有效的驗證。

1 變壓器繞組模型結構分析

1.1 高頻變壓器繞組結構分析

反激式高頻變壓器繞組包括初級繞組和次級繞組，其材料主要是漆包銅導線和銅箔。漆包銅導線一般應用較廣泛，要求流過的電流相對銅箔來說較小。當電流較大時還可通過若干根導線并聯的方式繞制繞組[5]。本文所設計的高頻變壓器技術指標為：輸出功率150 W，頻率172 kHz，流過原邊電流1.2 A，電壓110 V，副邊電壓400 V。兩個變壓器繞組模型如圖1所示，1代表初級繞組，2代表次級繞組，其中（a）為3根導線并繞的初級繞組，（b）為初級繞組以銅箔繞制，次級均為漆包銅導線繞制。模型（a）為常規的高頻變壓器繞組模型，即繞組類型是一樣的，均為漆包線繞制；而模型（b）為本次所要研究的新模型，即繞組類型為混合型，一部分是漆包線有一部分是銅箔共同構成整個繞組。

變壓器原、副邊繞組之間不可能完全耦合，避免不了會產生漏感。漏感的計算公式為：

圖1 變壓器繞組模型Fig.1 2D model of transformer winding

式中P代表漏磁能量，H表示原副邊繞組之間的磁場強度，Iin表示繞組流過的電流，V表示繞組體積，μ表示磁導率。通過公式可以看出，當繞組通過電流的大小被確定后，影響漏感大小的因素只有繞組層間的磁場強度[6]。因此要想降低漏感，只能是改變繞組布局降低層間的磁場強度H。磁場強度主要是初次級間電流產生的，只有電流大小相等方向相反才能使得磁場強度最小。因此繞組才會選擇交叉排列，并且還要考慮電流值，所以模型（a）選擇初級繞組3匝并繞。渦流損耗是由于變壓器工作在高頻下，導線的阻抗會發生很大變化，可能是工頻時的幾倍甚至的幾十倍的關系，使得渦流損耗增大，效率降低[7]。繞組的合理布局可以減小由高頻效應帶來的肌膚效應和臨近效應所引起的交流阻抗增加，提高效率[8]。由于初、次級繞組之間并不同時導通，而是通過氣隙來傳遞能量，因此當原、副邊分別通過電流時觀察繞組的渦流損耗和漏感情況。

1.2 仿真參數比較

將圖1中的模型利用Ansoft有限元仿真軟件仿真得到繞組的渦流損耗、漏感值以及電流密度分布情況。

1）當變壓器原邊流過電流而副邊無電流流過時，兩模型的磁力線及電流密度分布如圖2所示。

兩模型同時都會受到氣隙磁場的影響，大小相等，所以二者的損耗對比只有繞組結構形式不同這一因素。變化的電流產生變化的磁場對周圍的導體產生電磁感應現象，在導體上產生感應電流。從圖2中可以看出當變壓器原邊流過電流時會在副邊感應出電流，（a）中最大的感應電流密度為0.7 A/mm2，（b）中為0.35 A/mm2。窗口中有漏磁通對周圍的繞組也會帶來影響，造成電流分布不均。圖2（a）中原邊3匝導線電流密度分布不均勻，最大值與最小值相差2倍左右；反觀（b）中電流分布很均勻。在高頻情況下，導線的臨近效應起主要作用，使得并聯的3根導線無法均勻流過相等的電流。二者造成的渦流損耗自然不同，分別為730.17 mW和668.49 mW。二者層間最大磁場強度分別為850 A/m和400 A/m，根據公式1可知漏感值取決于H，因此（b）模型漏感值要遠遠小于（a）模型的值。漏感小則對周圍器件以及輸出的電能的電磁干擾就小，損耗小，效率得以提高。

2）當副邊流過電流而原邊無電流流過時，兩模型的磁力線及電流密度分布如圖3所示。

從圖3可以看出當變壓器副邊流過電流時會在原邊產生感應電流，最大值均為1 A/mm2左右。流過電流的繞組電流密度分布也都均勻，二者由于采用不同結構繞組，所以渦流損耗是不一樣的，分別為669.31 mW和636.21 mW。二者層間最大磁場強度為750 A/m和700 A/m。感應電流對二者貢獻的損耗幾乎相等，（b）比（a）的損耗略微小只能是由于氣隙周圍磁場強度對圓形繞的影響更大一些，因此損耗較大。主要數據對比如表1所示。

表1 模型主要參數比較Tab.1 Main parameters of the model comparison

圖2 磁力線及電流密度分布Fig.2 Distribution of magnetic flux and current density

通過以上仿真數據的比較可知，以銅箔和漆包導線為繞組的變壓器模型要比單純使用漆包線繞制繞組模型要好。因為在同一層上的導線之間也有縫隙，在高頻下會帶來嚴重的臨近效應和漏感損耗，產生更大的渦流損耗。并且大小相同的氣隙磁場作用在銅箔和漆包線上的效果也不相同，銅箔的損耗更小。布置繞組的方法很多，但是經過仿真研究比較發現，將銅箔數目均等地布置在兩層繞組上比任何布置方式所帶來的渦流損耗都要小。

圖3 磁力線及電流密度分布Fig.3 Distribution of magnetic flux and current density

2 實驗驗證

本文根據開頭所要設計的高頻變壓器技術指標，選定磁芯為PC40系列的EE30/14/13型號。初級繞組匝數14匝，次級繞組匝數42匝，漆包線直徑0.35 mm，銅箔厚度0.3 mm。根據圖1中a、b兩個繞組模型制作出變壓器試驗樣機，應用在小功率變換器中，如圖4所示。

圖4 小功率變換器實驗樣機Fig.4 Power converter of small experimental prototype

對兩個高頻變壓器分別進行實驗，比較其漏感、交流電阻值的大小。如表2所示：

表2 漏感和電阻實驗值比較Tab.2 Leakage inductance and Resistance of experimental data

從表2中可以看出，兩變壓器模型原邊漏感值和電阻值都相差很大，在運行過程中帶來的渦流損耗值是不一樣的。通過測試模型a和b的渦流損耗分別為3.62 W和1.53 W，二者均在有效效率范圍內，但b模型的效率更高。除效率上考慮外還要比較其輸出波形情況。本文的實驗電路是雙管反激電路，兩個變壓器輸出的波形如圖5、圖6所示：

圖5 （a）模型中的輸出波形Fig.5 Output waveform of model（a）

圖6 （b）模型中的輸出波形Fig.6 Output waveform of model（b）

圖6中綠色代表為變壓器副邊經過吸收二極管輸出的“饅頭波”，經過逆變橋轉化為紅色的正弦波，圖5中顏色代表的波形正相反。可以看出在開關管開通和關斷的過程中“饅頭波”最低端都有干擾，正弦波輸出也受到影響，這部分干擾主要來自于變壓器漏感引起的電壓尖峰，圖5尤為明顯。相比而言，圖6要好很多，變壓器漏感小，對周圍的電子開關器件造成的不良影響較小，輸出電能諧波含量低。

4 結論

基于對高頻反激變壓器繞組結構、性能優化，設計了適用于頻率172 kHz，功率150 W微型逆變器的高頻變壓器。繞組采用銅箔代替漆包線的方式及適當的結構處理，運用有限元仿真軟件進行數值仿真，考察了銅箔和漆包銅線混合布置繞組的繞組模型的合理性，并通過樣機實驗進一步驗證了設計方案的可行性。

[1]孫海峰，蔣紅梅，崔玲玲.單端反激電路中高頻變壓器的設計[J].開關電源技術，2007 （10）：66-68.

SUN Hai-feng，JIANG Hong-mei，CUI Ling-ling.Design of high frequency transformer in fly-back[J].Chinese Journal of Power Sources， 2007 （10）： 66-68

[2]ZHANG Xiang-jun， LIU Han-kui， XU Dian-guo.Analysis and design ofthe flyback transformer [J].Industrial Electronics Society， IECON’03， The 29th Annual Conference of the IEEE， 2003， 1：715-719.

[3]毛行奎，陳為.高頻開關電源功率變壓器線圈優化設計技術[J].電氣應用，2005，24（2）：77－79.

MAO Xing-kui，CHEN Wei.Optimal design for the windings of power transformer in high frequency SMPS [J].Electrotechnical Journal， 2005， 24（2）：77－79.

[4]孫筱林，李國勇，王志海.高頻開關電源變壓器的設計分析[J].自動化技術與應用， 2008， 27（6）：53-56.

SUN Xiao-lin， LI Guo-yong， WANG Zhi-hai. The transformer of the high-frequency switching power supply[J].Techniques of Automation and Applications， 2008， 27（6）：53-56.

[5]黎健榮.開關電源中的高頻變壓器設計[J]科技信息，2007（29）： 87，101.

LIJian-rong.Design ofhigh-frequency transformerin switching power supply [J]. Science & Technology Information， 2007（29）： 87，101.

[6]李智華，羅恒廉，許尉滇.高頻變壓器繞組交流電阻和漏感的一維模型[J].電工電能新技術，2005，24（2）：55-58.

LI Zhi-hua， LUO Heng-lian， XU Wei-chen.1D models of windings AC resistance and leakage inductance in highfrequency transformer[J].Advanced Technology of Electrical Engineering and Energy， 2005， 24 （2）：55-59.

[7]李智華，羅恒廉，陳為.繞組交叉換位對高頻變壓器參數影響的研究[J].磁性材料及器件，2006（4）：20-24.

LI Zhi-hua， LUO Heng-lian， CHEN Wei.Transposition of the high-frequency transformer winding parameters of crossimpact studies [J].Journal of MagneticMaterialsand Devices， 2006 （4）：20-24.

[8]曠建軍，阮新波，任小永.集膚效應和鄰近效應對平面磁性元件繞組損耗影響的分析[J].中國電機工程學報，2006，26（5）：170-175.