采用前饋定時同步的解調器設計與實現

彭繼強，桑會平

(中國電子科技集團公司第五十四研究所，河北石家莊050081)

0 引言

定時同步電路是解調器的關鍵組成部分，準確的定時同步可以找到每個碼元的最佳采樣點，是解調器正常工作的前提，而不準確的定時同步會導致解調器性能下降，嚴重時甚至會導致無法完成解調功能。按實現結構不同，定時同步可分為反饋式和前饋式2種方法。

無人機數據鏈系統中的解調器，常采用反饋式定時同步方法來實現定時同步，反饋式定時同步是鎖相環結構，工作穩定且定時精確，可以取得較好的解調性能。經以往很多型號的無人機數據鏈系統驗證，在無人機巡航階段，采用反饋式定時同步的解調器工作穩定可靠，性能優越，但在無人機起降階段，偶有發生解調器工作不穩定的情況。無人機在起飛和降落階段，距離地面高度較低，跑道周邊地形復雜，信號反射路徑較多且能量較強，是比較復雜的多徑信道，接收信號變化很快，在一些極端情況下，反饋式定時同步的鎖相環受輸入信號相位變化影響頻繁失鎖，且失鎖后重新鎖定時間較長，導致解調器工作不穩定。而前饋式定時同步是開環結構，能快速跟蹤輸入信號相位變化。因此，設計了一種采用前饋式定時同步的解調器，以解決解調器在無人機起降階段工作不穩定的問題。

1 反饋和前饋定時同步原理對比

定時同步電路主要包括定時誤差檢測器和內插器，定時誤差檢測器估計輸入序列的定時偏差值，內插器根據定時偏差值對輸入序列進行內插，得到與接收符號同步的輸出序列。反饋式定時同步與前饋式定時同步的主要區別在于定時誤差檢測器和內插器是否構成閉環結構，如圖1所示。反饋式定時同步是閉環結構，其結構如圖1(a)所示，內插器的輸出反饋到定時誤差檢測器的輸入，定時誤差檢測器估計殘余的定時誤差，經環路濾波，調節NCO的輸出，控制內插器進行內插，這種鎖相環結構有較高的環路增益，定時精確，但鎖相環跟蹤速度較慢，易受相位變化的影響。前饋式定時同步是開環結構，所有的信號流向都是前向的，其結構如圖1(b)所示。信號采樣值被直接用于定時誤差估計，定時誤差換算成內插參數，控制內插器輸出，這種開環結構能快速跟蹤輸入信號相位變化，所以前饋式定時同步適用于對跟蹤速度要求較高的系統，如突發通信或多徑信道等。根據無人機起降階段的信道特點，選擇前饋式定時同步是恰當的。

圖1 前饋式與反饋式定時同步結構圖

2 前饋定時同步算法選擇和參數設計

前饋式定時同步的設計，主要包括定時誤差估計算法、插值算法的選擇和參數設計。

前饋定時誤差估計算法可分為數據輔助和非數據輔助2類。數據輔助算法需要在原數據流中插入前導序列，增加系統帶寬開銷;非數據輔助算法常見的有O＆M算法、WPZ算法和改進WPZ算法3種，在高信噪比條件下或估計長度較長時，3種算法的跟蹤精度差別很小，因此選用運算量最小的O＆M定時誤差估計算法。

O＆M算法將輸入數據按L個符號長度分段緩沖進行處理，并要求采樣時鐘頻率是符號速率的N倍(N≥4)，則每段數據包含LN個采樣點，計算LN個采樣點的FFT:

式中，εm為O＆M算法估計出的相位誤差，是符號最佳判決點與第0個采樣點的相對相位偏差，如圖2所示，其取值范圍為

圖2 O＆M算法估計出的相位誤差

O＆M定時誤差估計算法的分段緩沖長度L是非常重要的參數，LN越大，則精度越高，運算復雜度也越高，但對輸入信號相位快速變化的適應能力變差。同樣的，采樣頻率倍數N越大則精度和復雜度越高。綜合考慮同步性能、工作穩定度以及工程實現復雜度等因素，選擇L為1 024個符號，選擇N為4倍，每次定時誤差估計的采樣點數LN=4 096。無人機數據鏈系統通常采用10-6精度的晶振，則每段數據內的定時偏差變化為10-3量級，因此可以認為1 024個符號中每個符號的最佳判決點與其第0個采樣點的相對偏差是相同的，整段數據可按相同的εm進行處理。

內插器選擇線性插值算法，線性插值運算復雜度低，也能取得很好的性能，采用4倍符號速率采樣的線性插值器，在誤碼率為10-2和10-6時的Eb/N0損失分別為0.02 dB和0.05 dB［6］。考慮因果性，線性插值的輸出時刻在符號判決點后面最近的采樣點mk，如圖3所示。

圖3 插值前和插值后的定時相位圖

線性插值算法的計算式為:

x為插值器輸出，xk為mk點的采樣值，xk-1為mk-1點的采樣值，μk為最佳采樣點與mk-1點的相對位置。mk和μk由相位誤差εm換算得到，換算方法如下:

將定時誤差檢測器輸出的相位誤差εm代入到式(4)和式(5)中計算，即可得到內插系數 mk和 μk。

3 解調器實現

解調器的完整信號處理流程如圖4所示。

圖4 解調器的信號處理流程圖

ADC以固定的采樣時鐘對輸入中頻信號采樣，經數字正交下變頻，得到IQ 2路基帶信號，該基帶信號的采樣率較高，經抽樣和匹配濾波，得到4倍符號速率采樣的基帶信號，其存在定時相位誤差和載波相位誤差，經前饋定時同步，消除定時誤差，再經載波同步，消除載波相位誤差，恢復出準確的基帶信號，經幀同步和信道譯碼等處理，輸出解調數據流。其中，匹配濾波采用4倍采樣的滾降系數α=0.5的平方根升余弦濾波器;前饋定時同步按第2節的描述進行設計;載波同步采用科斯塔斯環;信道譯碼采用 LDPC(1 280，1 024)譯碼。

解調器的ADC采樣電路選用Analog Devices公司的模數轉換芯片AD9230，所有的數字信號處理在Xilinx公司的現場可編程門陣列芯片XC5VSX95T和TI公司的數字信號處理芯片TMS320C6455中實現。

4 性能測試

根據無人機在起飛和降落階段的信道模型［2］，選擇萊斯因子為6 dB的萊斯信道，用信道模擬器測試采用前饋定時同步的解調器在不同信噪比下的誤碼性能。

經測試，解調器能快速鎖定且工作穩定，誤碼率曲線如圖5所示，解調性能良好，而以往采用反饋定時同步的解調器在此條件下頻繁失鎖，已不能正常工作。

圖5 解調誤碼率曲線

5 結束語

介紹了前饋式定時同步的原理，進行了前饋式定時同步算法和參數的具體設計，給出了一個采用前饋式定時同步的解調器設計，并進行測試。該解調器經實際驗證，功能正常穩定，并能取得很好的誤碼性能，滿足了系統的需求。

［1］ 桑會平，胡秀娟.地空高速數據鏈的關鍵技術［J］.無線電工程，2009，39(2):32-34.

［2］ 高保生，朱良彬.無人機地空鏈路信道特性與寬帶數據傳輸［J］.無線電工程，2011，41(9):4-6.

［3］ OERDER M，MEYR H.Digital Filter and Square Timing Recovery［J］.IEEE Transactions on Communications，1988，36(5):605-611.

［4］ ZHU W-P，AHMAD M O，SWAMY M N S.A Fully Timing Recovery Scheme Using Two Samples per Symbol［C］//in Proc IEEE ISCAS2001，Sydney，Australia.2001:421-424.

［5］ GARDNER FM.Interpolation in Digital Modems-Part I: Fundamentals ［J］.IEEE Transactions on Communications，1993，41(3):501-507.

［6］ GARDNER F M.Interpolation in Digital Modems-PartⅠ: Fundamentals［J］.IEEE Transactions on Communications，1993，41(6):998-1008.