中周模型在Multisim中的實現

摘 要：為了解決用Multisim仿真高頻單諧調諧振放大模塊無中周模型的問題，通過對高頻小信號放大模塊的理論分析，總結出用LC電路模型替代中周電路模型的方法，做了高頻單諧調諧振放大模塊的仿真實驗，獲得了正確的仿真實驗結果，該方法對用Multisim仿真高頻諧調諧振放大模塊具有借鑒意義。

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關鍵詞：高頻電子； 諧振放大器； 中周； Multisim仿真

中圖分類號：TN722-34

文獻標識碼：A

文章編號：1004-373X(2012)01-0195-04

Implementation of intermediate frequency model in Multisim

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YIN Guo-dong， ZHANG Min

(Harbin Institute of Technology at Weihai， Weihai 264209， China)

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Abstract：

To solve the problem that there is no intermediate frequency model based on Multisim， through theoretical analysis of the high-frequency small-signal amplification module， LC circuit model is summarized to substitute intermediate frequency model. The simulation of high-frequency single-resonator amplifier module is performed. The correct simulation results are obtained. This method should be used for reference for the simulating the high-frequency single-resonator amplifier based on Multisim.

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Keywords： high-frequency electronic; resonator amplifier; intermediate frequency; Multisim simulation

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收稿日期：2011-09-21

0 引 言

高頻單諧調諧振放大器實驗是高頻電子教學的一個重要組成部分。中周在該實驗中損耗較多，增加了學生從理論上分析高頻小信號放大器的難度。

隨著計算機仿真軟件的發展，Multisim仿真教學實驗方式逐漸興起。Multisim包含豐富的虛擬儀器和電子元件庫，學生可方便地完成原理圖的設計、仿真、原型設計和測試。但在Multisim中沒有中周模型，通過對單諧調諧振放大器的原理分析，提出了中周模型仿真的替代方法，取得了滿意的仿真效果，實驗對Multisim仿真單諧調諧振放大模塊具有借鑒意義。

1 高頻單諧調諧振放大器的原理及參數

高頻單諧調諧振電路圖[1]如圖1所示。其主要指標如下：

1.1 諧振頻率

電路的諧振頻率f0的表達式為：

f0=12πLCΣ

(1)

式中：

L為電感線圈的電感量;CΣ為調諧電路的總電容[2];CΣ=C+P21Coe+P22Cie;Coe為晶體管的輸出電容，Cie為晶體管的輸入電容，P1為初級線圈的抽頭系數，P2為變壓器T1的變比。

圖1 高頻單諧調諧振電路圖

1.2 電壓放大倍數

電壓放大倍數Av0為：

Av0=－vovi=－P1P2yfegΣ

=－P1P2yfeP21goe+P22gie+G

(2)

1.3 通頻帶

電壓放大倍數Av0下降到0.707倍所對應的頻率范圍稱為放大器的通頻帶Bw[3]，其表達式為：

Bw=2Δf0.7=f0/QL

(3)

式中QL為諧振電路的有載品質因數。

1.4 矩形系數

矩形系數Kv0.1為電壓放大倍數下降到0.1倍的Av0時對應的頻率與通頻帶Bw之比，即:

Kv0.1=2Δf0.1/2Δf0.7=2Δf0.1/Bw

(4)

2 仿真參數估算

放大器工作在高頻條件下，根據晶體管的π參數模型設計諧振等效電路[4-5]如圖2所示。

圖2 放大器的高頻等效電路

晶體管參數yie，yoe，yfe和yre分別為：

輸入導納:

yie ≈gb′e +jωCb′e 1+rb′b (gb′e+jωCb′e)

(5)

輸出導納:

yoe ≈gmrb′bjωCb′e1+rb′b(gb′e+jωCb′e)+jωCb′e

(6)

正向傳輸導納:

yfe≈gm1+rb′b(gb′e+jωCb′e)

(7)

反向傳輸導納:

yre≈-jωCb′e1+rb′b(gb′e+jωCb′e )

(8)

式中:gm為晶體管的跨導，與發射極電流的關系為gm={Ie} 26S，{Ie}的單位為mA;gb′e為發射結電導，與晶體管放大系數β及Ie有關，gb′e表達式為：

gb′e=1rb′e={Ie}26β

(9)

式中：rb′b為基極體電阻，一般為幾十歐姆；Cb′c 為集電極電容，一般為幾皮法；Cb′e 為發射極結電容，一般為幾十皮法至幾百皮法。

晶體管高頻分布參數與靜態工作電流Ie、電流放大系數β和工作頻率ω有關，晶體管手冊中給出的參數是在上述條件給定的情況下測得的。高頻電路的參數計算采用工程估算方法，如在f0=30 MHz，Ie=2 mA，Uce=8 V條件下測得3DG6C的參數為：gie=1/rie=2 mS，Cie=12 pF，goe=1/roe=250 mS，Coe=4 pF，yfe=40 mS，yre=350 μS。

表1 晶體管3DG6主要參數

集電極反向擊穿電壓Vbeo /V集電集最大電流Icm/mA耗散功率PCM/W特征頻率fT /MHz

3DG6A15200.1100

3DG6B20200.1150

3DG6C20200.1250

3DG6D30200.1150



根據實驗需要，輸入信號的頻率是12 MHz，從表1中選擇3GD6C即可滿足要求。估算時參照其在f0=30 MHz，Ie=2 mA和Uce=8 V條件下的工作參數。

圖2所示的等效電路中，P1為晶體管集電極接入系數，P1=N1/N2；N2為電感L線圈的總匝數；P2為輸出變壓器T的副邊與原邊的匝數比，P2=N3/N2。

通常小信號放大器的下一級仍為放大器，放大器的輸出負載電導gL將是下一級放大器的輸入導納gie2。并聯回路的總電導gΣ表達式為：

gΣ=P21goe+P21gL+G

(10)

式中:G為LC回路本身的損耗電導。根據圖2輸出導納為：

yΣ=gΣ+jωCΣ+1/jωL

(11)

輸出電壓為：

U#8226;o=－P1P2yfeUbe/yΣ

(12)

電壓增益為：

A#8226;u=U#8226;oU#8226;i=－P1P2yfeYΣ， Ube=Ui

(13)

當放大器處于諧振時，諧振頻率可以由式(1)算出。

3 電路仿真

根據估算參數，構造單回路諧振放大器的無中周仿真電路[6]如圖3所示。電路中的元件分別為：Q1為3DG6C；R1，R2是用于調節Q1工作點的偏置電阻；CT，C，R和L構成了選頻網絡，用于替代中周功能的模型；C1為隔直電容；Ce為發射極旁路電容；Ui為信號源。

圖3 無中周單回路諧振放大器結構圖

根據上述電路結構，在Multisim軟件中繪制如圖4所示的高頻小信號諧振放大器仿真電路[7-9]。各元件的名稱及標稱值如表2所示。

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圖4 無中周單回路諧振放大器仿真電路

表2 仿真電路元件清單

序號元件名稱及標號標稱值

1信號源XFG150 MV/12 MHz

2可調偏置電阻R22，W310 kΩ，100 kΩ

3偏置電阻100 kΩ

4諧振回路阻尼電阻R11 kΩ

5發射極負反饋電阻R5470 Ω

6信號源耦合電容C1220 pF

7諧振回路電容C230 pF

8諧振回路電感1 μH

9示波器XSC1

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4 性能參數分析

4.1 靜態參數

放大器的直流工作點如表3所示。

表3 放大器的靜態參數值

序號直流工作點分析數值

1V(2)：12000 00 V

2V(1)：963668 96 mV

3l(V1)：-2155 05 mV

4V(6)：1595 04 V

5V(4)：0000 00 V

6V(5)：2751 15 V

7V(8)：12000 00 V

8V(7)：1595 04 V

9V(3;r1)：12000 00 V

10V(9)：12000 00 V

11V(3;r4)：797521 87 mV

12V(3;r5)：481834 48 mV

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4.2 動態參數

4.2.1 電壓增益

加入信號激勵Ui，得到如圖5所示的輸入、輸出波形，可以讀出電壓增益約為40倍。



圖5 輸入、輸出波形

4.2.2 矩形系數

諧振放大器特性曲線如圖6所示。可以看出，諧振頻率為11.99 MHz，上限截止頻率為12.52 MHz，下限截止頻率為11.42 MHz，通頻帶為1.11 MHz。根據式(4)得出矩形系數約為10。

圖6 放大器的特性曲線

4.2.3 高頻管的電流放大倍數β

集電極與基極電流如圖7所示。由此可得，放大倍數β=4.071 mA/22.596 μA=180。

圖7 集電極與基極電流

4.3 部分元件對電路的影響

通過仿真發現，發射極反饋電阻R5的改變對電路的通頻帶和輸出增益有較大影響。在不影響放大器正常工作的情況下，增大R5，頻帶增大，輸出增益減小；減小R5，頻帶減小，輸出增益增大。

阻尼電阻R1增大，頻帶減小，輸出增益增大；R1減小，頻帶增大，增益減小。當R1減小到一定程度，放大器不能正常工作，信號失真。中周等效阻尼電阻不僅影響系統的帶寬，還能影響放大器的靜態工作點，在設計電路時應合理選擇它的阻值。

諧振回路中電感L1、電容C的選擇應符合式(1)，使中周的工作頻率為12 MHz，當電感取值為1 μH，電容調至68 pF時，電路處于諧振狀態，且輸出增益最大。

5 結 論

通過對高頻諧調諧振電路的分析，總結出中周替換電路模型。對該電路模型進行了仿真，獲得了理想的仿真波形，證明替換電路仿真模型是正確的。最后通過實際電路的制作與調試，并與仿真電路的參數做對比，驗證了替換電路模型的可行性。

參 考 文 獻

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作者簡介：

殷國東 男，1968年出生，山東人，碩士生。主要研究方向為信號檢測。

張 敏 男，1976年出生，甘肅人，碩士生。主要研究方向為信號檢測。