一種基于多相濾波結構的雷達信號檢測技術

謝旻睿，沈志博

(西安電子科技大學電子工程學院，陜西西安 710071)

在電子戰環境中，信號一般都具有復雜化、密集化的特點，占用的頻譜越來越寬，從而對雷達信號的檢測技術也提出了更高的要求［1］。信道化接收技術是解決寬帶信號檢測等問題的一種有效方式。信道化接收機因其具備較大的瞬時帶寬、能夠檢測和處理同時到達的信號、具有準確的參數測量能力和一定的信號識別能力等優點而得到廣泛應用。

1 基于多相濾波結構的數字信道化

基于多相濾波結構［2－3］的信道化接收機數學模型如圖1所示。信號x(n)通過一個旋轉開關將原信號分到每個信道上，相當于按因子D進行下采樣［4］，經過每一路的子濾波器濾波后，通過一個D點的DFT，使不同頻率的信號在不同的頻帶輸出。

圖1 多相濾波結構的信道化接收機模型

其中，hk(m)是由高階的低通濾波器原型h(n)分解得到;h(n)按照每個信道的帶寬來設計，h(n)與hk(n)滿足關系 hk(n)=h(k+nD)，k=0，1，…，D －1。實際中常選擇D為2的N次冪，以便用FFT算法代替DFT。

設信道數為D，原型低通濾波器階數為N，當每個信道都輸出一個數據時，多相濾波結構的信道化接收機所需的乘法運算量［5］為

經運算可知，此類接收機的運算量遠小于傳統結構的信道化接收機，在實際應用中具有更高的效率。

2 多相濾波結構的雷達信號檢測技術

隨著信號產生和處理技術的發展，一部雷達往往能根據需要產生多種不同樣式的波形，而且現代雷達信號環境日益復雜，信號形式多變，在同一時間可能有多個信號同時出現［6］。利用多相濾波信道化的方法，將時域重疊但頻域不重疊的信號劃分到各個子信道上，可以實現對此類信號的檢測。信道劃分形式的示意圖如圖2所示。

圖2 多相濾波結構信道化的信道劃分形式

由圖2可以看出，信道交疊處設計有特定的信道阻帶衰減帶，相鄰通道必須有一個重疊區域，這可以通過設置濾波器的帶寬和過渡帶來實現。但這種設計方法會導致一個窄帶信號的輸出跨越一個或多個輸出通道，這種情況在分析任意帶寬和任意中心頻率譜時經常發生，因此必須采用一定的判定方法對信號進行檢測。

對于同時在信道中出現的信號，說明信號的到達時間相同，這可能是幾個同時到達的獨立信號，也可能是一個窄帶信號在兩個信道同時有輸出。若信號均在不相鄰的信道出現，則認為是同時到達的幾個獨立信號;若信號在相鄰兩個信道出現，則認為是一個窄帶信號在相鄰兩個信道同時有輸出。對于這種信號的判別方法有兩種:當相鄰兩個信道的信號幅值大小相差很遠時，則將幅值大的信號輸出信道作為真實信號所在的信道;當相鄰兩個信道的信號幅值大小相近時，可以采用兩個信道中心頻率取平均的方法，即取兩個信道中心頻率之和的1/2，此時的測頻誤差為信道帶寬的1/2，只要誤差在允許范圍內，這種方法是具有可行性的。

對于不同時在信道中出現的信號，說明信號的到達時間不同，這可能是幾個獨立的信號，也可能是一個跨越幾個信道的寬帶線性調頻信號。若為單個寬帶線性調頻信號，設其初始頻率為f0;調頻斜率為μ;t0時刻到達，每個子信道帶寬為B;第i個信道的中心頻率為fi，則這個信號在第i個信道的結束時間為

在第i+1個信道的起始時間

因為fi+1－fi=B，所以在理想情況，即濾波器為理想濾波器的情況下，有ton=toff，也就是說寬帶線性調頻信號會按時間順序依次出現在各子信道。但一般情況下濾波器不是理想的矩形，而會有一個過渡帶，過渡帶的大小與濾波器的具體設計有關，在此設為ΔB。由于過渡帶的影響，使得信號不會嚴格的按時間順序依次出現在各子信道，子信道內出現的信號時域會有重疊部分，重疊時間 Δt≈ΔB/μ，所以若滿足Δt，則可認為是按時間順序依次出現在每個信道的。

由以上分析可知，若要判斷信號為單個寬帶線性調頻信號需要滿足兩個條件:一是信號應按時間順序依次出現在各相鄰子信道;二是要滿足各子信道的幅值相近。若到達時間不連續或幅值有明顯差異，均認為是兩個獨立的信號。

3 多相濾波結構雷達信號檢測仿真

仿真中采樣率設為200 MHz，信道數為16，有效信號頻率范圍為－100～100 MHz，所以每個通道的帶寬為12.5 MHz。注意到相鄰兩個信道間會有一定的交疊，這樣設計可以保證不會丟失頻點，但同時也會對信號的檢測產生一定的影響。

圖3給出了多相濾波結構的信道化接收機正頻域8通道的時域包絡，相應的圖4是各通道的頻譜分析。

圖3中的包絡并非是原始包絡，因為此信號的頻域占3個輸出通道，輸出時按時間先后順序輸出，先輸出通道3，再輸出通道4，最后輸出通道5的包絡。相應的輸出頻譜也占據了3個通道，每個通道的通帶寬度為12.5 MHz，從圖4中可以看出，信號頻域輸出與輸入信號的參數設置是一致的。圖3和圖4是理想情況下的信號檢測結果，信號沒有處于信道交疊的過渡帶。

選取窄帶信號起始頻率為33.5 MHz，帶寬100 kHz，信號的時域包絡如圖5所示。這時在第3、4通道內均有信號輸出，但信道4內的信號幅度明顯大于信道3內的幅度，此時認為信號所在真實通道為信道4。

圖5 窄帶信號正頻域8通道時域包絡輸出

若在相鄰兩個信道出現的信號幅值相近，設所加信號起始頻率為31.5 MHz，帶寬100 kHz，信號的時域包絡如圖6所示。此時在3、4通道內出現兩個幅值相近的信號，無法采用上面的方法確定信號實際所在的通道，此時可采用兩信道中心頻率取平均的方法認為測得信號的頻率約為31.25 MHz，測頻誤差為0.25 MHz。采用這種方式對頻率進行估計不可避免會產生一定的測頻誤差，但也具有一定的可行性。

圖6 窄帶信號正頻域8通道時域包絡輸出

當信號形式為單個寬帶線性調頻信號時，信號帶寬大于單個子信道的帶寬，理想情況下，信號會按時間順序依次出現在每一個子信道內。考慮到實際濾波器中的過渡帶，各子信道內出現的信號時域上會有重疊，重疊部分大小取決于濾波器過渡帶的設計。線性調頻信號在信道中出現的形式如圖3和圖4所示。需要注意的是，只有在各個子通道內的信號幅值相近且按時間順序依次出現時的信號才認為是線性調頻信號。

若信號只是按時間順序依次出現但幅值相差較大，則認為是按時間先后順序到達的兩個信號。如圖7所示，信號在2、3、4這3個信道均有輸出，前兩個信道幅值相同且時間上連續，4信道信號雖然出現在3信道之后，但幅值明顯大于前兩個信道出現的信號，此時認為2、3信道的信號是一個跨兩通道的線性調頻信號，而4通道是另一個線性調頻信號。

圖7 幅值不同的兩個信號正頻域8通道時域包絡輸出

若信號幅值相近但時間上不連續，則也認為是在不同時間出現的兩個相同強度的信號。如圖8所示，信號在2、3、4這3個信道均有輸出且幅值相近。前兩個信道在時間上連續，4信道信號雖然幅值和2、3信道相同，但出現時間不連續，此時認為2、3信道的信號是一個跨兩通道的線性調頻信號，而4信道是另一個時間到達的線性調頻信號。

4 結束語

由以上研究與分析可以得出，采用多相濾波結構的信道化對進行信號類型進行檢測是快速且有效的，雖然信道交疊部分會對信號的時頻參數測量產生一定的影響，但如果按照上文所述的準則進行判定，基本可以滿足對雷達信號的檢測要求。文中所研究的基于多相濾波結構的數字信道化接收機的信號檢測方法具有運算量小、便于系統硬件的實時處理等優點，在工程實現上具有一定的意義。

圖8 到達時間不同的兩個信號正頻域8通道時域包絡輸出

［1］ 趙國慶.雷達對抗原理［M］.西安:西安電子科技大學出版社，1999.

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［3］ 鄧杰峰，楊小牛，張福洪.全數字信道化軟件發射機研究［J］.杭州電子科技大學學報，2005.3(44):45 －48.

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［5］ 羅星華，蘇濤.基于多相濾波器組的信道化接收機的分析［J］.火控雷達技術，2008，37(2):33 －38.

［6］ 丁鷺飛，耿富錄.雷達原理［M］.3版.西安:西安電子科技大學出版社，2002.