準Z源逆變器交流調速系統及部分PAM/PWM控制策略

薛必翠 丁新平 張承慧 張 民

（1.山東大學控制科學與工程學院 濟南 250061 2.濟南大學自動化與電氣工程學院 濟南 250022 3.青島理工大學自動化工程學院 青島 266520）

1 引言

交流調速系統（Adjustable Speed Drives，ASD）在工業中的應用越來越廣泛，其具有顯著的優點：高效、節能和過程可控。傳統的ASD如圖1所示，主電路包括二極管整流、直流儲能環節和電壓源逆變（VSI）三部分。傳統ASD有其自身無法克服的局限性和缺點[1,2]：①交流側輸出電壓限制在最大AC310V，電動機性能不能完全發揮。交流電動機額定電壓是按照AC380V設計的，而傳統ASD受到二極管整流電路的限制，直流鏈電壓基本限制在DC510V左右，在線性調制（linear modulation）方式下，逆變器交流輸出電壓遠遠達不到電動機的額定電壓AC380V；②電壓跌落（voltage sags）會中斷傳統交流調速系統，切斷關鍵負載，同時中斷控制過程，嚴重地影響到調速系統的正常運行。電壓跌落是指電網電壓突然降到額定電壓的10%～50%、持續0.1～2s然后又恢復到額定電壓的一種電網故障，如圖2所示。電壓跌落在交流調速系統中發生的概率非常高，90%的電網故障都是電網電壓跌落引起的[2]；③系統的性能受到電壓源逆變電路的影響，而電壓源逆變器致命的故障是逆變橋橋臂上、下開關管的“直通”，為了防止直通的發生，逆變器控制時給驅動信號增加了死區保護。死區時間的加入，給逆變器帶來諸如諧波含量增加、輸出電壓與期望電壓產生偏差，引起基波電壓的降低，等很多影響，同時又不能從根本上杜絕直通故障的發生。

圖1 傳統交流調速系統Fig.1 Traditional ASD system

圖2 交流調速系統中的電壓跌落Fig.2 Voltage sags in traditional ASD system

Z源逆變器交流調速系統如圖3所示[3]。Z源逆變器交流調速系統（ZSI-ASD）能夠很好地解決上述傳統交流調速系統固有的缺點和不足，即：①能夠實現交流側電壓的任意調節，滿足0～380V交流電壓調節，充分利用了電動機的潛能；②由于Z源逆變器具有升壓的功能，基于Z源逆變器的交流調速系統（ZSI-ASD）擁有穿越（ride-through）電壓跌落的能力；③直通不再是損害逆變橋的元兇，而是調速系統正常工作的一個狀態，調速系統安全性能有了可靠保障，從根本上杜絕了直通故障的發生。

圖3 Z源逆變器交流調速系統Fig.3 Z-source inverter-based ASD system

基于Z源逆變器的交流調速系統（ZSI-ASD）雖然能夠克服傳統交流調速系統的缺點，但是也有不盡如人意的弱點：①Z源網絡輸入端電流斷續，而網側輸入電感電流不能突變，所以二極管整流橋上增加了三個交流電容來提供續流通路，具體如圖3所示，較之傳統二極管整流電路復雜且增加了硬件成本和系統故障率；②電容電壓應力較大。雖然所有的升壓電路中電容電壓應力都較大，但是兩個高電壓等級的電容使系統成本較高，數個電容的串聯增加了系統的故障率和硬件成本。

本文在Z源逆變器交流調速系統的基礎上[3]，提出了基于準Z源逆變器的交流調速系統（QZSIASD），電路結構如圖4所示。具體內容為：①分析了準Z源逆變器的交流調速系統的工作模式及優點。準Z源逆變器的交流調速系統直流儲能電容C2的電壓應力下降非常明顯，減少了儲能元件（電容、超級電容及電池等）的串聯個數，從而大大地減少硬件成本和故障率。準Z源網絡直流輸入端電流連續，其二極管整流部分和傳統交流調速系統一致，較之Z源逆變器交流調速系統結構簡單，硬件成本和系統故障率有很大程度的改善；②針對系統的工作特點，提出了適合準Z源逆變器交流調速系統的部分PAM/PWM控制策略，該控制策略克服了傳統PWM控制策略在低頻調速時逆變器調制因子M過小帶來的各種不良影響[4]（比如逆變器直流電壓利用率低、電動機鐵損增加等），使交流調速系統在滿足調速性能的前提下，逆變器的調制因子M盡可能大，相應地提高了直流電壓利用率，減小了有源元件的電壓應力、優化了電動機運行環境。

圖4 準Z源逆變器交流調速系統Fig.4 Quasi-Z-source inverter-based ASD system

2 準Z源逆變器交流調速系統

2.1 準Z源逆變器交流調速系統工作模式

圖4所示的準Z源逆變器交流調速系統由二極管整流、準Z源網絡和電壓源逆變器三部分組成。二極管整流后的直流電壓表示為Vdc，其平均值為0.9～1.41Va(b,c)，具體試負載輕重而定，該直流電壓作為后級準Z源逆變器的輸入，從準Z源網絡角度出發，二極管整流電路可以完全等效成直流電壓源，具體工作模式如圖5所示。僅以a相和b相導通時為例，其他時段與此類同。

工作模式1：如圖5a所示。逆變橋工作在六個傳統有效矢量中，從直流鏈準Z源網絡的角度來看，電壓源逆變器可以等效成一個電流源，此時二極管導通，交流電網和準Z源網絡電感一起給負載供電，同時給電容充電。流經二極管整流橋的電流等于電感L1的電流，由于準Z源網絡的不完全對稱性，使得流過兩個電感的瞬時電流不完全相等，但是兩個電感的平均電流相等。電路各部分電壓關系為

工作模式2：該模式屬于傳統零矢量模式，意味著負載從主電路中斷開，流過準Z源網絡電感的電流由電容實現續流，具體如圖5b所示。各部分電流關系可表示為

圖5 準Z源逆變器交流調速系統的工作模式Fig.5 Operating modes of quasi-Z-source ASD system

工作模式3：直通零狀態是（準）Z源逆變器升壓的基礎，也是此類逆變器優于傳統逆變器的顯著優點之一。在該模式下，電容放電，電感儲能，電感電流線性上升，各部分電壓和電流關系為

在穩態時，依據電感的伏秒平衡法則，由式（1）和式（3）可以得到

從而有

式中，Vdc為二極管整流所得直流鏈電壓；D0為逆變橋直通占空比；VC1為準Z源網絡電容C1電壓；VC2為準Z源網絡電容C2電壓；vL1為準Z源網絡電感L1瞬時電壓；vL2為準Z源網絡電感L2瞬時電壓；vpn為逆變橋前端直流鏈電壓。

從上面的工作模式分析以及推導的公式可以看出，準Z源逆變器交流調速系統可以通過控制直通占空比D0來實現電壓的任意升降，從而能夠克服傳統交流調速系統輸出交流電壓低，沒有穿越電網電壓跌落的能力以及逆變器容易損壞等缺點，同時比Z源逆變器交流調速系統在硬件成本和故障率上有長足改善。在主電路優化方面主要有：①減少了為續流而增加的三個交流電容；②直流鏈準Z源網絡電容C2的電壓應力明顯減小，減少了電解電容的串聯個數，相應的降低了樣機的故障率和硬件成本，兩個電容具體的電壓應力情況如圖6所示。硬件的減少除了體現在成本和故障率的減少外，樣機的體積和重量也有不同程度的改善。

圖6 準Z源交流調速系統直流鏈電容電壓應力曲線Fig.6 The voltage stress of quasi-Z-source capacitors in quasi-Z-source ASD system

2.2 準Z源逆變器交流調速系統升壓控制

準Z源逆變器實現升壓功能的控制策略和Z源逆變器相同，是通過給橋臂加入直通狀態實現升壓功能。由于逆變器輸出電壓只與有效狀態有關，為了使直通零狀態不影響逆變器輸出電壓，在控制中需要把直通零狀態加在傳統零矢量里面。最常用的升壓控制方法是簡單升壓控制，如圖7所示。為了實現直通零狀態，在傳統PWM控制的基礎上，用正負兩個恒值v+,v-跟三角載波比較，得到如圖7陰影部分所示的直通零狀態。在簡單升壓控制下，Z源逆變器交流輸出相電壓峰值v?ac可以表示為

式中，D0是直通占空比，等于一個載波周期內總的直接時間T0除以載波周期T；B是升壓因子，；為直流鏈峰值電壓；M是逆變器調制因子，與傳統逆變器定義相同。

圖7 簡單升壓控制模式下直通驅動信號及逆變器驅動信號Fig.7 The single boost control sketch map

3 部分PAM/PWM控制算法

正如文獻[4-6]所述，PWM技術在交流調速中取得了前所未有的應用，優點非常突出。PWM技術影響電動機性能的主要因素有PWM調制波形、開關頻率和逆變器調制因子M。相對于PWM調制波形和開關頻率，逆變器調制因子M在電動機鐵損和電流紋波方面扮演著至關重要的角色。為了改善電流紋波和減少電動機鐵損，最好的選擇是在保證實現調速功能的前提下，逆變器工作于盡可能大的調制因子下。為了得到低速環境時較大的調制因子M，文獻[6]提出了采用PAM/PWM變流器實現交流傳動，即通過調節直流鏈母線電壓來滿足電動機所需的交流電壓值，以此來實現調速系統低速運行時調制因子盡可能大的目的，并取得理想效果。缺點是電路結構復雜，成本上升，故障率增加。

本文提出了準Z源逆變器交流調速系統部分PAM/PWM控制策略，通過直流鏈電壓的部分可調（升壓功能）以實現相對較大的逆變器調制因子，進而減少PWM控制對電動機的影響。

3.1 部分PAM/PWM控制原理

PAM/PWM控制策略是指逆變器輸出交流電壓的幅值由直流鏈電壓調節實現，簡稱脈沖幅值調節（PAM）技術，而逆變器的頻率變化則通過PWM調節。通過該控制策略能夠得到較大的調制因子，改善交流電動機的工作環境。準Z源逆變器直流鏈電路具有升壓的功能，但是由于其前級是三相二極管整流電路，所以直流鏈電壓滿足

式中：Vdc、Vla分別是二極管整流后直流電壓的平均值和電網a相相電壓有效值。直流鏈電壓不能降壓，只能部分實現PAM/PWM控制功能，簡稱“部分PAM/PWM控制”，具體控制策略如圖8所示。

圖8 遵循V/f曲線運行時的部分PAM/PWM控制策略Fig.8 Control algorithm following constant V/f law

必須指出的是所有的VVVF控制策略都適用于準Z源逆變器交流調速系統，為簡單起見，本文主要以開環V/f控制為例來討論部分PAM/PWM控制。開環V/f控制由于簡單、實用的優點，在感應電動機變頻調速中應用最廣，是工業中應用最普遍的一種調速策略。傳統的開環V/f控制策略保持直流鏈電壓恒定，僅通過調節逆變器PWM控制中的調制因子M來跟隨V/f曲線以實現調速功能。為了使感應電動機能夠工作在380Vrms的額定電壓以發掘電動機潛能，直流鏈電壓必須升壓到更高的電壓等級，比如從510V變為750V，相應地，低速時逆變器調制因子會變的更小，電動機工作環境惡化。

部分PAM/PWM控制的具體實現過程分為如下4步（為了分析問題的方便，假設變頻范圍10～50Hz，逆變器交流相電壓最大值變化范圍30～310V）：

（1）確定V/f曲線，V/f=constant。確定逆變器交流相電壓幅值v?ac隨逆變器工作頻率f的變化曲線，通過調頻就能實現交流電壓幅值大小的控制，如圖8a所示，按照假設可以得到具體的V/f曲線為

（2）確定頻率（f）-時間（t）變化曲線，該曲線確定頻率變化的快慢，間接地確定了速度變化的快慢。假設頻率從10Hz變到50Hz用時1s，頻率隨時間變化曲線具體表示為

（3）直流鏈電壓的確定。由以上兩個步驟確定了逆變器交流相電壓最大值v?ac隨時間的變化情況，如圖8b所示，而逆變器交流相電壓和直流鏈電壓滿足

式中，Vpn為準Z源逆變橋前端直流鏈電壓，具體如圖4所示；M為逆變器調制因子。要實現調速電路遵循設定的V/f曲線運行，有兩個自由度可調：直流鏈電壓Vpn和調制因子M（傳統ASD系統只調節M）。根據假設和圖8c可以得到滿足V/f曲線運行的直流鏈電壓可調公式為

（4）逆變器調制因子M的確定。由上面的步驟確定了直流鏈電壓Vpn和交流相電壓最大值v?ac，再由式（10）很容易得到基于開環V/f曲線的部分PAM/PWM控制的調制因子M變化曲線，具體如圖8d所示。

3.2 部分PAM/PWM控制實現

準Z源逆變器交流調速系統部分PAM/PWM控制實現框圖如圖9所示。主要由兩部分構成：一是通過調節直通占空比D0實現直流鏈電壓的部分升壓功能，二是由逆變器調制因子M實現變頻調速功能。

圖9 準Z源逆變器交流調速系統控制框圖Fig.9 Control block diagram of proposed quasi-Z-source inverter based ASD System

基于開環V/f控制的部分PAM/PWM控制首先確定f*(t)，該參數決定了交流電動機的轉速，而交流相電壓v?ac完全按照設定的V/f曲線變化。在低速時，不引入升壓功能，直流鏈電壓保持在二極管整流后的510Vdc，隨著頻率的上升，交流相電壓v?ac上升到510Vdc直流鏈電壓已經不能滿足要求時，引入直流鏈電壓升壓功能（直通占空比調節）以實現高速時交流電壓的高電壓。在低速低頻時，定子電阻吸收了主要的定子電壓，弱化了磁鏈。為了電動機的起動方便，零速時交流相電壓v?ac保持在30V左右，如圖8a所示。

4 仿真和實驗研究

為了驗證所提理論的正確性和可行性，通過仿真軟件和實驗室樣機對所提理論進行了仿真和驗證。仿真和實驗電路參數如下：三相電網線電壓380Vac；準Z源網絡參數L1=L2=500μH，C1=C2=470μF；開關頻率fs=10kHz。

圖10所示為準Z源逆變器交流調速系統在開環V/f控制時，采用PWM調節和采用“部分PAM/PWM控制”時的仿真波形對比。可以看出準Z源逆變器交流調速系統在PWM控制和本文所提“部分PAM/PWM控制”時都能夠遵循V/f曲線實現變頻調速功能，效果良好。在具有相同交流相電壓v?ac的情況下（見圖10a、10b下面曲線），部分PAM/PWM控制較之PWM控制具有更低的直流鏈電壓Vpn,sen（見圖10a、10b上面曲線），相應的，在實現變頻調速功能時擁有更大的調制因子M，如圖10c所示。

圖10 仿真波形Fig.10 Simulation results

圖11 實驗波形Fig.11 Experimental results

為了更直觀地比較兩種調節方式的差別，把開環V/f控制時各交流電壓對應的直流鏈電壓和逆變器調制因子進行實際數據統計，得到圖12a和圖12b所示的比較圖。由圖可以很直觀地看出部分PAM/PWM控制的優點。

圖12 實驗數據統計Fig.12 Statistic of the experimental results

5 結論

本文研究了基于準Z源逆變器的交流調速系統，該調速系統能夠實現交流調速電壓的任意升/降壓功能（AC0～380V），滿足了電動機額定電壓運行的條件、同時具有電壓跌落的穿越（ridethrough）能力；直流鏈電容電壓應力的顯著下降減少了儲能元件（電容、超級電容等）的串聯個數，降低了硬件成本和故障率。針對準Z源逆變器交流調速系統獨特的升壓功能，提出了部分PAM/PWM控制策略。變頻調速過程中，低速時輸出交流電壓低，此時不需要升壓功能，直流鏈電壓恒定在二極管整流后的DC510V左右，交流調速V/f功能由逆變器PWM控制實現；當轉速達到一定值（此時交流電壓相電壓最大值達到AC255V）后，控制策略變為PAM/PWM方式，控制直通占空比D0以實現直流鏈電壓按照交流調速V/f曲線的需要而升壓，而變頻功能由PAM實現。該策略充分利用了準Z源逆變器的優點，有選擇地加入升壓功能，逆變器的調制因子M增大，直流電壓利用率高，有源器件的電壓應力和感應電動機鐵損得到顯著的改善。

[1] Sarmiento H G,Estrade E.A voltage sag study in an industry with adjustable speed drives[J].IEEE Industry Application Magzine,1996,20(5): 16-19.

[2] Van Zyl A,Spee R,Faveluke A,et al.Voltage sag ride-through for adjustable-speed drives with active rectifiers[J].IEEE Transactions on Industrial Application,1998,34(6): 1270-1277.

[3] Peng F Z,Alen Joseph,Jin Wang.Z-source inverter for motor drives[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2005,20(4): 857-863.

[4] Aldo Boglietti,Paolo Ferraris,Mario Lazzari,et al.Influence of the inverter characteristics on the iron losses in PWM inverter-fed induction motors[J].IEEE Transaction on Industry Application,1996,32(5):1190-1194.

[5] Boglietti A,Cavagnino A,Lazzari M,et al.Electrical drives to increase the fluid processing efficiency[J].IEEE Institute for Advanced Studies,2001: 1147-1154.

[6] Kieferndorf F D,Foste r M,Lipo T A.Ruduction of DC bus capacitor ripple current with PAM/PWM converter[J] IEEE Transaction on Industry Applications,2004,40(2): 607-614.

[7] Carrasco J M,Franquelo L G,Bialasiewicz J T,et al.Power-electronics systems for the grid integration of renewable energy sources: a survey[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics,2006,53(4):1002-1016.

[8] 丁新平,錢照明,崔彬,等.適應負載大范圍變動的高性能Z源逆變器[J].電工技術學報,2007,22(10)：61-67 Ding Xinping,Qian Zhaoming,Cui Bin,et al.A high-performance Z-source inverter operating at wide-range load[J].Transactions of China Electrotechnical Society,2007,22(10) : 61-67.

[9] 丁新平,盧燕,錢照明,等.Z源逆變器光伏并網系統光伏電池MPPT和逆變器并網的單級控制[J].電工技術學報,2010,25(4): 122-128.Ding Xinping,Lu Yan,Qian Zhaoming,et al.Single-stage control of MPPT and grid-connected on Z-source inverter PV system[J].Transactions of China Electrotechnical Society,2010,25(4): 122-128.

[10] 馬鴻雁,孫凱,魏慶,等.PWM逆變器相電流重構研究與誤差分析[J].電工技術學報,2011,26(1):108-114.Ma Hongyan,Sun Kai,Wei Qing,et al.Phase current reconstruction method for PWM inverter and error analysis[J].Transactions of China Electrotechnical Society,2011,26(1): 108-114.

[11] 王琛琛,李永東.多電平變換器拓撲關系及新型拓撲[J].電工技術學報,2011,26(1): 92-99.Wang Chenchen,Li Yongdong.Multilevel converter topologies and two novel topologies[J].Transactions of China Electrotechnical Society,2011,26(1): 92-99.

[12] 白華,趙爭鳴.三電平高壓大容量變頻調速系統中的預勵磁方案[J].電工技術學報,2007,22(11): 91-97.Bai Hua,Zhao Zhengming.Research on starting strategies in the three-level high voltage high power inverters[J].Transactions of China Electrotechnical Society,2007,22(11): 91-97.

[13] Peng F Z.Z-source inverter[J].IEEE Transactions on Industry Application,2003,39(2): 504-516.