開關電容PWM DC-DC電壓調節模塊

曹文靜 金 科 Ming Xu F C Lee

（1.南京航空航天大學江蘇省新能源發電與電能變換重點實驗室 南京 210016 2.美國弗吉尼亞理工大學電力電子研究中心 布萊克斯堡 24061）

1 引言

隨著信息產業的快速發展，高效率高動態特性負載點（Point ofLoad，POL）變換器得到了越來越多的應用。給CPU供電的電壓調節器（Voltage Regulators，VR）是一種特殊的POL變換器，新一代計算機微處理器發展的趨勢是低壓大電流。工作電壓低至1V，工作電流高達130A，并且對動態性能有更高的要求(di/dt=2A/ns）。一些服務器中使用的微處理器甚至需要170A的電流。這就要求VR具有更高的效率，更穩定的輸出電壓，以及更快的動態響應速度[1-3]。

目前絕大部分VR采用的拓撲是多相交錯Buck變換器。為了滿足CPU對動態性能越來越高的要求，如果保持開關頻率不變，那輸出濾波電容將大大增加，而輸出濾波電容的增加，不但增加了成本還降低了功率密度；如果提高開關頻率，輸出濾波電容可以減少，這樣成本降低，功率密度得到提高。但是，當開關頻率升高時，雖然導通損耗變化不大，但開關損耗和同步整流管體二極管的損耗會增加，從而導致效率降低[4-8]。

文獻[9,10]提出了自驅動ZVS非隔離全橋DC-DC變換器，它與傳統兩相Buck變換器相比，具有以下優點：①功率管的零電壓開關；②消除了SR驅動器，減小驅動損耗；③不需要調節死區時間，減小了SR的體二極管導通損耗；④增大占空比，減小了主開關管關斷損耗和體二極管的反向恢復損耗。然而，該變換器具有以下缺點：①必須兩相工作，輕載時環流損耗大；②變壓器漏感對效率影響大，不能采用分立式變壓器，限制了變換器在VR場合的應用；③結構相對復雜，靈活性較差。

為了解決以上缺點，本文將原變換器拆分成兩個可以獨立工作的單相變換器，該變換器一個模態工作在開關電容模態；另一個模態工作在PWM調壓模態，在保留了開關電容變換器動態響應快的優點的同時，通過調節占空比調節輸出電壓。本文在分析工作原理和自驅動方式的基礎上，搭建了一臺四相700kHz 1.2V/130A VRM原理樣機，驗證了理論分析的正確性。

2 變換器推導

自驅動ZVS非隔離全橋DC-DC變換器可以解耦成兩個對稱的部分，從而得到兩個獨立的單相變換器，其推導步驟如圖1所示。

圖1 推導步驟Fig.1 Derivation process

原變換器上下兩相的輸入和輸出均是解耦的，只有變壓器一次側耦合在一起，C點電位是隨開關管開關而變化的。要實現兩相的解耦，就必須確保C點電位不隨開關管開關而變化。

固定C點電位有兩種方法：一是保持控制信號時序不變，改變變壓器的同名端；二是保持變壓器同名端不變，改變開關管的控制時序，使S1和Q2同時導通和分斷，S2和Q3同時導通和分斷。

當C點電位固定后，則可以在C點并聯電容從而解耦，將變換器一分為二，形成兩個可以獨立工作的單相變換器。

改變變壓器同名端解耦后的變換器主電路、主要波形和模態等效電路如圖2所示。改變開關管控制時序解耦后的變換器主電路、主要波形和模態等效電路如圖3所示。

對于圖2a所示的電路，在[t0～t1]時間段，開關管Q1、S1導通，輸出電壓Vo與變壓器二次側并聯，通過變壓器折算到一次側，與隔直電容Cb串聯，接在輸入電壓源Vin兩端。等效電路如圖2c所示。此時電路可以看作一個開關電容變換器，工作在開關電容模態，具有良好的動態特性[11]。在[t1～t2]時間段，開關管Q1、S1分斷，Q2導通。等效電路如圖2d所示。變壓器得到復位，輸出電壓可以由Q2的占空比進行調節。此時電路可以看作一個PWM變換器，工作在調壓模態。

圖2 正激式開關電容PWM DC-DC電壓調節模塊Fig.2 Forward switching capacitor PWM DC-DC voltage regulator module

圖3 反激式開關電容PWM DC-DC電壓調節模塊Fig.3 Flyback switching capacitor PWM DC-DC voltage regulator module

對于圖3a所示的電路，在[t0～t1]時間段，開關管Q1導通，輸入電壓與變壓器一次側、隔直電容Cb串聯，Cb和勵磁電感L1儲存電能。等效電路如圖3c所示。輸出電壓可以由Q1的占空比進行調節。此時電路可以看作一個PWM變換器，工作在調壓模態。在[t1～t2]時間段，開關管Q1分斷，開關管Q2、S1導通。L1通過開關管S1對輸出Vo釋放電能，Cb通過Q2和S1直接與變壓器一次側（nVo，n為變壓器一二次側匝比）并聯。等效電路如圖3d所示。此時電路可以看作一個開關電容變換器，工作在開關電容模態，具有良好的動態特性。

由以上的分析可知，通過解耦得到的單相變換器一個周期內有兩個模態，分別是開關電容模態和調壓模態。它們是開關電容變換器與PWM變換器的結合，因此稱之為開關電容PWM DC-DC電壓調節模塊。由以上分析可見，圖2所示電路的能量傳遞方式與正激變換器類似，稱之為正激式開關電容PWM DC-DC電壓調節模塊；圖3所示電路的能量傳遞方式與反激變換器類似，稱之為反激式開關電容PWM DC-DC電壓調節模塊。開關電容PWM DC-DC電壓調節模塊在保留原有變換器[9,10]優點的同時，克服了開關電容變換器對輸出電壓調節困難的缺點[12,13]，并且開關電容模態使其保留了開關電容變換器動態響應快的優點。

與全橋變換器相比，開關電容PWM DC-DC電壓調節模塊是單相的，結構更加靈活。根據不同的應用場合，可以通過變換器并聯的方式實現最優化的相數，且每一相都是獨立的。為了在不同負載范圍內達到高效率，可以采用脫相控制的方法，使變換器根據不同的負載情況高效工作。此外，可以引入非線性控制方法提高變換器的動態性能[14]。

從能量傳遞的角度分析，圖2中的變換器在兩個模態均向負載提供能量，而圖3的變換器僅在一個模態向負載輸出能量，而另一模態由輸出濾波電容提供負載能量，因此圖2中的變換器效率更高。本文將對圖2所示的變換器的工作原理進行詳細分析，并討論其自驅動和優化設計的方法。

3 工作原理

在實際電路中，變壓器的引入意味著引入了漏感。當漏感很小可以忽略時，變換器的工作原理如上節所述。當變壓器漏感不可忽略時，可以利用漏感，使開關管實現ZVS。本節詳細討論帶有漏感的開關電容PWM DC-DC電壓調節模塊的工作原理。主電路和主要波形如圖4所示。在分析前，做如下假設：①所有開關管和二極管均為理想器件；②所有電感、電容和變壓器均為理想元件；③輸出濾波電容足夠大，可近似認為是電壓源。

圖4 帶有漏感的開關電容PWM DC-DC電壓調節模塊Fig.4 Switching capacitor PWM DC-DC voltage regulator module with leakage inductor

變換器每個開關周期有6種開關模態，各個開關模態的等效電路如圖5所示。電路的工作原理如下。

圖5 等效電路Fig.5 Equivalent circuits

（1）開關模態1 [t0～t1]（見圖5a）

開關管Q1、S1導通，變壓器漏感Lr與隔直電容Cb串聯諧振，輸入電能一部分存儲在Cb中，其余部分對負載供電。勵磁電感L1上電流iL線性下降。

在t1時刻，開關管Q1和S1分斷，Q1的分斷電流取決于Lr-Cb諧振網絡。對于一個給定的變壓器，Lr是確定的，那么可以通過選取適當的Cb合理設計諧振網絡以達到Q1的ZCS。因此，變壓器漏感Lr對效率影響不大，這是該變換器的一個顯著優點。從而可以使用價格便宜且易于安裝的分立式變壓器，變換器適用于VRM，VRD等多種應用場合。

（2）開關模態2 [t1～t2]（見圖5b）

在t1時刻，開關管Q1和S1分斷，iS1流經S1的體二極管VDS1，iL繼續線性下降。iLr給CQ1充電，同時給CQ2放電。直至vCQ1充電至Vin，vCQ2放電至零，模態2結束。

（3）開關模態3 [t2～t3]（見圖5c）

在t2時刻，vds(Q2)降低到零，此時給Q2觸發信號，使Q2實現ZVS開通。VDS1繼續導通，Lr和Cb諧振，iLr迅速諧振到零。

直到VDS1自然截止，模態3結束。

（4）開關模態4[t3～t4]（見圖5d）

在t3時刻，VDS1截止，儲存在Cb中的能量給負載放電。iL線性上升。變壓器在該模態得到復位。

（5）開關模態5 [t4～t5]（見圖5e）

在t4時刻，Q2關斷，iLr給CQ2充電，給CQ1放電。直至充放電過程結束。

（6）開關模態6 [t5～t6]（見圖5f）

在t5時刻，vds(Q1)降低到零，此時給Q1觸發信號，使Q1實現ZVS導通。LrCb電路諧振。t6時刻，一個開關周期結束。

由以上對工作原理的分析，可以推導出變換器的電壓傳輸比

式中，D為開關管Q2的占空比。

4 自耦變壓器自驅動方法

自驅動變換器的主要優點是驅動電路簡單，SR體二極管導通損耗減小，部分驅動能量可以循環利用。從而降低成本，提高效率[9]。因此，本文提出的開關電容PWM DC-DC電壓調節模塊采用自驅動的方法為SR提供驅動電壓。

SR的驅動損耗計算公式如下：

式中，Qg與Vdrive成正比；fs是開關頻率。對于不同的器件，最優的驅動電壓也不同。本文中的SR采用IRF6716，圖6列出了不同驅動電壓下SR的損耗對比。驅動電壓的減小雖然可以減小驅動損耗，但是導通損耗卻隨之增加。從圖6看出8V是最優化的驅動電壓。因此得到與SR所需驅動電壓時序相同，幅值最優的驅動信號是減小驅動損耗的關鍵。

圖6 不同驅動電壓對應SR損耗對比Fig.6 The SR loss comparison between different drive voltages

圖7 SR自驅動電路Fig.7 Synchronous rectifier self-driven circuit

vT中包含有直流分量vT(DC)和交流分量vT(AC)，且vT(DC)=VCb。電平轉移電路的功能就是使vT的所有交流分量通過，而只通過一部分直流分量，使得SR關斷時所需的vgs(S1)可以降低到零，確保SR有效關斷。

由電平轉移電路，可以得到

對于直流分量，s為零，由式（8）可得

5 實驗結果

為了驗證理論分析的正確性，在實驗室搭建了一臺四相700kHz 1.2V/130A輸出VRM原理樣機，圖8給出了原理樣機的照片。具體參數如下：輸入直流電壓：Vin=10.04～12.6V；輸出直流電壓：Vo=0.8～1.6V；最大輸出電流Iomax=150A；Q1：RJK0302；Q2：RJK0304；S1：2×IRF6716；變壓器匝比：n=2；一次隔直電容Cb：4×1μF，MLCC/TDK；驅動芯片：ISL6596；控制芯片：PX3538。

圖8 四相VRM硬件照片Fig.8 Four-phase VRM hardware picture

實驗波形如圖9所示。圖9a給出了vgs(Q1)、vgs(Q2)和vgs(S1)的波形。可以看出vgs(S1)約為8V，并且相位同vgs(Q1)保持一致，證明了自耦變壓器自驅動方法的可行性。圖9b給出了vgs(Q1)、vgs(Q2)、隔直電容電壓vCb以及變壓器一次電流iLr的波形。可以看出Q1的分斷電流近似為零，實現了ZCS。實驗驗證了理論分析的正確性。

圖9 實驗波形Fig.9 The experimental waveforms

圖10 給出了六相Buck、12V自驅動全橋以及本文提出的四相變換器運用脫相控制的效率對比曲線。可以看出在滿載時，本文提出的變換器與12V自驅動變換器效率基本一致。采用脫相控制，通過檢測輸出電流來控制工作的相數，隨著輸出電流的減小逐步減少工作的相數。從效率曲線可以看出，當輸出電流降低至60A左右時，分斷兩相，僅有兩相工作；當輸出電流進一步降低至30A左右時，再分斷一相，此時僅有一相對負載提供能量。從而確保變換器可以在整個負載范圍內高效率工作。

圖10 效率曲線Fig.10 The efficiency curves

6 結論

本文提出了開關電容PWM DC-DC電壓調節模塊，它是開關電容變換器與PWM變換器的結合，具有如下優點：①有兩個工作模態，即開關電容模態和調壓模態，使變換器具有開關電容變換器動態特性快的優點，又具有調壓變換器通過調節占空比調節輸出電壓的功能；②變壓器漏感與隔直電容諧振，實現開關管的軟開關；③運用自耦變壓器實現SR的自驅動，減小了驅動損耗和體二極管導通損耗；④變換器是單相的，結構靈活，運用脫相控制的方法可以在整個負載范圍內實現高效率。

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