基于軟開關技術的級聯式逆變器仿真研究

楊 鑫 韓如成 智澤英

（太原科技大學，太原 30024）

多電平變換技術的思想最早是在 1980年IAS年會上，由日本長崗科技大學的 A. Nabae 等人提出的[1]。主要包括二極管鉗位式、飛跨電容箝位式以及級聯型逆變器3種。由于其可以在一定程度上緩解功率開關器件耐壓不足與高壓大功率驅動器之間的矛盾，并且可以減小 dv/dt和di/dt，降低輸出電壓的諧波含量，成為了人們在大功率驅動領域的研究熱點。但是目前大多數的逆變器都工作在硬開關狀態，而為了達到較好的輸出效果，開關器件都工作在比較高的開關頻率下，如此會產生較高的開關損耗，并對周圍的設備產生嚴重的電磁干擾，針對這一問題很多學者致力于研究多點平逆變器的軟開關技術。目前大多數研究都集中在輸出效果較好的箝位式多電平逆變器的軟開關研究。但是由于箝位式多電平逆變器本身結構比較復雜，在添加輔助軟開關電路之后，其電路結構、控制方式變得更加復雜，使得電路的可靠性大大降低，目前僅局限于理論研究，無法進一步實現應用[2]。本文在對各種多電平逆變器及各種軟開關技術的基礎上，權衡利弊，提出了一種較為實用的混合級聯式多電平逆變器，并加入了軟開關電路，實現了部分級聯單元開關器件的軟開關動作。此種電路拓撲結構降低了電路結構、控制方式的復雜度，通過Simulink/Matlab仿真軟件驗證了電路仍然可以達到較好的輸出效果。

1 主電路及工作原理

基于軟開關技術的新型混合級聯式多電平逆變器主電路的拓撲結構如圖1所示。現將電路分成主、副兩部分以簡化闡述。

圖1 主電路拓撲結構

主級電路采用的是帶有諧振極型軟開關輔助電路的三相橋式逆變單元[3]。軟開關輔助電路為 2個反向串聯的IGBT開關器件分別串聯1個電感后并聯1個電容結構，由于文獻[2]對此軟開關電路工作過程做了較為詳細的分析，現只對其工作過程進行簡單闡述：此軟開是通過對SF1的通斷來控制LF1,LF2,CF1,CF2的諧振以實現Sa1的軟開關，對與SF1反串聯的SF2的通斷控制來實現Sa2的軟開關。副級電路是傳統的 2級 H橋相串聯的逆變拓撲結構。主、副級逆變單元的直流側電壓均為E，主級逆變單元輸出電壓為±E，各H橋逆變單元輸出電壓為-E，0，+E，理論上整個逆變電路輸出電平分別為-2E，-E，E，2E。但是主級逆變單元的工作頻率高于副級逆變單元，使得逆變電路的最終輸出電平數高于理論輸出電平數。

本文所提出的新型逆變拓撲電路保留了文獻[2]所提出的三相橋式軟開關電路的優點又繼承了傳統的橋式級聯型多電平逆變拓撲的優點：①軟開關輔助電路可以分開控制，三相逆變電路也是可以獨立控制的，減少了相間的干擾；②不存在軟開關操作與逆變器開關管信號同步問題，可以很方便的采用常規的 PWM調制方式；③在實現主開關零電壓零點流開關的同時輔助開關也可以實現零點流開通和零電壓零電流關斷；④實現了逆變橋的續流二極管的軟性關斷，解決了其反向恢復問題；⑤輔助開關器件所承受的電壓被控制在了直流母線電壓值以下；⑥仍然可以實現電路的模塊化，當某一單元發生故障的時候可以將其旁路而不影響電路的整體功能。除此以外，該電路H橋逆變單元工作頻率較三相橋式逆變單元低一個數量級，并且軟開關電路可以有效地降低高頻逆變單元的開關損耗，從而使得整體的逆變器工作效率有所提高。

2 逆變器控制策略

目前逆變器主電路最常用的的調制策略就是PWM調制方式，而PWM技術中應用最為普遍的是正弦脈寬調制（SPWM）和電壓空間矢量脈寬調制（SVPWM）。正弦脈寬調制在多電平逆變器中應用比較廣泛[4]，而其又分為垂直分布載波調制和移相載波調制。結合所構建的新型高壓大功率逆變電路的結構特點，經過本人多次仿真比較，采用了一種具有針對性的改進型移相載波調制策略，即主級逆變單元采用較高頻率的普通 PWM調制方式，副級逆變單元采用較低工作頻率的垂直分布載波調制方式，圖2為其示意圖，其中弧形為1/2周期的正弦波，較密的為10kHz三角載波，另外4個對稱分布與零軸上下兩側的為1kHz的三角載波。

圖2 調制策略示意圖

在各逆變單元直流側電壓等級相同的情況下，主級逆變單元工作于較高的開關頻率，作為主要功率輸出單元。副級逆變單元工作于較低開關頻率，起到改善三相橋式逆變單元所輸出電壓波形質量的作用。在保證逆變器整體開關損耗較低的前提下，實現了較低的輸出電壓諧波含有率，增加了開關冗余，提高了輸出電壓。

目前的軟開關控制方式主要分為定時間控制和變時間控制兩種[5]。變時間控制指的是輔助開關開通固定時長以形成主開關管得軟開關條件；變時間控制需要大量的電壓、電流檢測電路，當檢測到主開關管所需軟開關條件時及產生動作信號，來達到軟開關的目的。本文采取電路結構較為簡單的定時間控制方式，即當主開關Sa1的開關信號到來之時，先導通SF1，經過固定時長，當達到Sa1軟開關所需條件時再給Sa1以觸發信號以使其導通或者關斷。

3 仿真及結果分析

為了驗證所提新型逆變器拓撲結構的正確性，采用擁有強大仿真功能的Matlab/Simulink仿真軟件對其進行仿真研究。仿真框圖如圖3所示，仿真參數如下：各逆變單元直流電壓 E=500V，阻感負載R=4.4?，L=0.1H，假定流過諧振電感LF1的電流上升率為80A/μs，則根據參考文獻[1]所給出的公式可以計算出諧振電路的電感、電容值分別為LF1=LF2=3.4μH ，CF1=CF2=14.39μF。由于電路具有對稱性，此處只對A相進行分析。

圖3 系統仿真框圖

圖4（a）、（b）分別為新型軟開關逆變電路和傳統3級H橋級聯型逆變電路輸出電壓波形圖。圖5（a）、（b）分別為其對應頻譜分析圖。

圖4 新型軟開關逆變器及3級H橋級聯逆變器輸出電壓波形

圖5 新型軟開關逆變器及3級H橋級聯逆變器輸出電壓頻譜分析

從圖4圖5中可以看出，采用了具有針對性的調制策略以后逆變輸出電平數有所增加，而并非是理論計算的四電平輸出，使得其輸出電壓的波形更加接近正弦波。

通過傅里葉變換對分析可以得出2種不同拓撲結構的逆變器輸出電壓總諧波畸變率分別為19.35%和19.22%，在帶有相同阻感負載的情況下，負載電流總諧波畸變率分別為 0.68%和 0.76%。由圖 5（a）和（b）可以對比出新型帶有輔助諧振電路的級聯型逆變器比傳統的 3H橋級聯逆變器的輸出電壓具有更多的開關冗余，有圖6的頻譜分析圖可以看出，所提出的新型軟開關級聯型逆變電路的輸出電壓中僅有特定次諧波含有量較高，而其它次的諧波含有率非常低。

4 結論

本文提出了一種帶有輔助諧振電路的三相橋式逆變單元與2級H橋逆變單元相級聯的大功率逆變拓撲結構。較與其級聯數相同的3級H橋級聯式逆變器相比，其輸出電壓的諧波含有率只是稍有增加。在比傳統的3級H橋級聯式逆變器少了6個開關器件的開關損耗的前提下，僅增加8個電容、6個電感，且輔助諧振電路僅僅在主開關管的開關狀態發生變化時才啟動工作，又降低了三相橋式逆變單元其它開關器件的開關損耗，使得逆變器的整體效率大大提高，降低了開關損耗，減少了逆變器主電路對周圍設備的電磁干擾。通過Matlab/Simulink仿真軟件的仿真研究證明了所提出的新型的拓撲結構的正確性。本電路結構較為簡單，由于并沒增加過多的附加開關，也沒有N電平二極管鉗位電路中的大量的箝位二極管、電容等器件，在控制上也比較容易實現，因而是一種平衡開關損耗、輸出效果和結構、控制復雜度的較為理想的拓撲結構，值得更進一步的深入研究。

[1]NABAE A, AKAHASHI I, AKAGI H. A new neutral-point-clamped PWM inverter[C]. IEEE Trans.on Industry Amplications. 1981,17(3):518-523.

[2]王鴻雁,何湘寧.多電平逆變器有源軟開關技術的研究[J].電源應用技術,2002,5(7): 304-308.

[3]王強,張化光,褚恩輝,劉秀翀,侯利民.新型零電壓零點流諧振機型軟開關逆變器[J].中國電機工程學報,2009,29(27):15-21.

[4]劉鳳君. 現代逆變技術及應用[M].北京:電子工業出版社,2006.

[5]賀虎城,劉衛國,李榕,馬瑞卿. 電機驅動用新型諧振直流環節電壓源逆變器[J]. 中國電機工程學報,2008,28(12):60-65.