基于Saber的高壓大功率IGCT器件的建模與仿真研究

張新民 李明勇 代科

(中國船舶重工集團公司第七一二研究所，武漢 430064)

0 引言

由瑞士ABB公司研發的大功率IGCT器件，以其低感的門極驅動電路，優化的可控硅技術，高度集成化，應用簡易化等優點，成為中壓傳動領域，機車牽引，工業，輸配電行業的半導體器件的可靠選擇[1]。近年來，圍繞著 IGCT功率器件的建模，成為IGCT應用中的一個研究熱點。然而，在當前的仿真工具，如MATLAB，Pspice，Saber等軟件中，都沒有現成的IGCT功率器件模型，給IGCT功率器件的應用帶來諸多不便。

從已有的文獻來看，IGCT建模的方法有：基于載流子運動的物理模型，電荷控制模型，電學模型，以及功能模型。物理模型[2,3]，以載流子的運動過程建模，最貼近功率器件的實際開關過程，仿真精度高，但參數過多，不易獲取。電荷控制模型[4]以雙晶體管作為 IGCT等效模型，過程繁雜。功能模型[5]以符合實際器件開通關斷波形特點為前提，建模過程相對簡單，且具備一定的仿真精度，特別適合于實際工程應用。在當前仿真環境中，Saber仿真軟件與Pspice及MATLAB相比，在電力電子暫態仿真中，具有明顯的優勢。本文采用 Saber仿真軟件，建立 IGCT的功能模型，并應用于仿真電路中，以期達到實際工程應用的目的。

1 IGCT開通關斷暫態分析

IGCT開通關斷的一般波形可從IGCT器件的datasheet參數表獲得。

從圖 1可以看出，IGCT開通和關斷過程都是在開通關斷信號發出后經過一定的開通關斷延時開始的，對IGCT而言，開通關斷延時時間約為幾個微秒。開通時，IGCT電壓近似直線下降，電流線性上升，經過一個波峰后，下降到通態電流水平。電流峰值由與之相連的IGCT反并聯二極管反向恢復電流引起。關斷時，電流的下降分為兩個過程，tf時段內電流下降階段及拖尾電流階段，兩階段電流近似線性下降；關斷過程中電壓出現兩個波峰，VDSP與功率回路中串聯雜散電感有關，其值隨著雜散電感的增大而增大，關斷過程的第二個尖峰VDM與DC-Link環節參數相關，主要隨著RS、LS1、LS2的增大而增大，隨著箝位電容 CCL的增大而減小。因而，可將IGCT在開通過程中等效為可變電壓源，其特性可用一階線性電路來模擬；在關斷過程中等效為可變電流源，其特性可用分段二階電路來模擬，第一階段持續的時間由下降時間tf確定，第二階段持續的時間由拖尾電流時間確定，通常為20～30 μs左右。

圖1 IGCT開通關斷的一般波形

圖2 IGCT測試電路

2 Saber中仿真模型的建立

2.1 開通過程等效電壓源模擬

圖3 開通過程模擬

開通過程將 IGCT看成一可變電壓源，電壓近似線性下降，用一階 RC電路來模擬。如圖 3所示，Gon及Goff分別為門極信號經過延遲后的開通和關斷信號；電容 Con的初值為 IGCT斷態時加在器件兩端的電壓，通過VCVS-Con回路充電獲得；電路中V_dc的值用來表示IGCT的通態壓降，其值隨器件功率等級而變。

開通過程的電壓方程如式(1)。

由式(1)得到

式(2)中，Uco為電容 Con的初值。通常經過 3～4個時間常數τ，電壓uc穩定在Vdc。

2.2 關斷過程等效電流源模擬

關斷過程將 IGCT看作一可變電流源，用兩個階段的二階RLC電路來模擬。通態時通過回路vcvs1-sw1-sw3-Cini-R2及回路 vcvs1-sw1-Coff2使電容Coff2及Cini初值為通態電流值ITo。關斷過程的初始階段，電容Coff2通過回路Coff2- sw2- vcvs2-Loff1-Roff1- pwld1放電，該階段結束后，電容Coff2的值穩定在k1·ucoff2(k1為vcvs2的比例系數)；關斷拖尾階段電容 Coff2通過回路 Coff2-sw4-Loff2Roff2-pwld2放電，放電結束后，電容Coff2上的電壓趨近于零。通過壓控電流源Coff2上的電壓變化特性即為IGCT關斷過程的電流特性。

圖4 關斷過程模擬環節

2.3 仿真參數

選擇 ABB公司型號為 5SHX19L6010型IGCT器件作仿真原型。各環節仿真參數如表 1所示。其中 tplh，tphl分別為開通，關斷設置的延遲時間。

表1 模型仿真各器件參數

3 IGCT仿真及實驗結果

仿真及實驗主電路如圖 5所示，應用 Saber層次圖將IGCT封裝為元件模型，方便仿真調用。如圖所示，電路由4個IGCT組成兩電平H橋，前端配置DC_Link環節。

采用的 IGCT的型號為 ABB的5SHX19L6010電路中的各參數如下，VDC=1500 V，Lcl=320 nH，Ls1=3.7 μH，Rs=1.25 Ω，CDC=5 μF，Cc1=2 μF，Rload=4Ω，Lload=2 mH 兩電平 H橋的調制采用載波層疊法，調制原理如圖6所示。其中調制波與正向載波 carrier_1比較用于控制IGCT4，IGCT1的控制信號為正R＞2半周導通負半周關斷，IGCT3的控制信號與IGCT1相反，調制波與負向載波carrier_2比較作為IGCT2的脈沖信號。

圖5 IGCT兩電平H橋原理圖

圖6 載波層疊調制原理圖

圖7 仿真關斷波形

圖7、圖8給出了IGCT1的關斷波形，IGCT2的開通波形，圖9示波器的第一個波形為IGCT1關斷波形，仿真波形與實驗波形保持著良好的相似性，體現在關斷過程的第一波峰及第二波峰的幅值大致相當，另一波形為IGCT2的開通波形，開通時間與實驗波形較一致。

圖10為電路運行過程瞬態波形，從上至下四個波形依次為 IGCT1，限流電感 Lc，IGCT3，IGCT4兩端上的電壓波形。在這個瞬間，VT3常通，VT2斬波，VT2關斷瞬間，由VT1反并聯續流二極管續流，續流過程中，負載輸出電壓逐漸降至零，限流電感電壓逐漸上升至母線電壓，VT3，VT4上的電壓被箝位為零。

圖8 IGCT開通波形

圖9 開通關斷實驗波形

圖10 瞬態波形

圖11實驗瞬態波形與仿真波形一致，持續時間大致相當。從仿真與實驗對比的結果看，驗證了本文在 Saber中所建立的 IGCT功能模型的準確性及實用性。

圖11 瞬態實驗波形

4 結語

本文在 Saber中建立了 IGCT的功能模型。在該模型中，IGCT開通及關斷時分別等效為可變電壓源及可變電流源。通過軟件仿真以及與實際波形的比較分析，結果表明了該功能模型的有效性，可作為IGCT選型及電路設計的參考依據。

[1]Nagel, S. Bernet, P. K. Steimer,etc. A 24 MVA Inverter using IGCT series connection for medium voltage applications[J]. Thirty-Sixth IAS Annual Meeting.Conference Record of the 2001 IEEE,vol.2,867 ～870 .

[2]H. Kuhn and D. Schroder. A new validated physically based IGCT model for circuit simulation of snubberless and series operation[J]. Industry Applications Conference, 2000. vol.5, 2866 ～ 2872.

[3]H. Kuhn and D. Schroder. Implementation and validation of a physics-based circuit model for IGCT with full temperature dependencies[J]. Power Electronics Specialists Conference, 2004, vol 1, 597 ～603.

[4]張華曹, 段飛. IGCT綜合型電荷控制模型的建立和仿真[J]. 電子器件, 2003, 26(1)： 25～28.

[5]袁立強, 趙爭鳴, 白華等. 用于大功率變流器的IGCT功能型模型(英文)[J]. 中國電機工程學報,2004, 24(6)： 65～69.

[6]邱光源. 電路. 北京： 高等教育出版社, 1999.