機載通信互調干擾預估方法

朱孝政

（海軍裝備部 陜西 西安 710043）

機載通信設備間的干擾類型中互調干擾是較難抑制的一種干擾[1]，預估設備間的互調干擾量級是干擾抑制的首要工作。

本文首先建立了機載通信系統中互調干擾的分析模型，并采用矩量法結合微波二端口網絡的方法求出模型中的參數，然后算出互調干擾的量級。

1 互調干擾分析模型

接收機互調主要由接收機前端非線性器件引起。接收機互調干擾的影響可用等效干擾電平來描述。通信接收機的等效互調干擾電平可用下式[2]表示：

式中，PIM——接收機等效干擾電平（dBm）；PN——與接收機頻率（fOR）較近的干擾信號（fN）在接收機輸入端的干擾信號電平 （dBm）；PF——與接收機頻率較遠的干擾信號在接收機輸入端的干擾信號電平 （dBm）；Δf——與接收機頻率較近的干擾信號與fOR頻率差歸一于fOR的百分率。

當等效互調干擾電平PIM大于接收機靈敏度10 dB時則可以認為接收機被干擾。

計算無線設備間互調干擾模型如圖1所示，其中P0為發射機發射功率，ηN1為網絡端口的效率，ρ1為發射機天調至天線網絡的駐波比，ηA1、ηA2為發射天線和接收天線效率，ηN2、ρ2為接收機的網絡功率及駐波比。

圖1 發射極對接收機的干擾電平計算步驟圖Fig.1 Emitter of receiver interference level calculation step chart

2 天線間功率耦合計算

天線間的耦合度定義[2]為：

其中Pin為發射天線的凈輸入功率，Pout為接收天線的凈輸出功率。

應用矩量法進行分析時，任意劃分的2個天線單元均滿足端口網絡的端口特性（電流連續），常常把加載段和激勵段作為1個二端口網絡，如圖2所示，利用電路理論可以求得輸入、輸出端口的功率，進而可以得到天線間的耦合度[3]。

圖2 天線單元等效二端口網絡Fig.2 Antenna unit equivalent two terminal network

圖3 SDT法散射體的分解Fig.3 SDT method scattering decomposition

上述耦合度模型中左端電流項需由矩量法求得，然而計算飛機這類電大尺寸目標時單純應用矩量法計算量過大，因此空域分解技術。空域分解技術[4]（Spatial Decomposition Technique-SDT）基本思想是將大的散射體分解為小的散射體分別計算如圖3所示，可以在計算存儲量和計算速度上大大改善矩量法。空域分解技術假設原散射體由多個子散射體組成，電流分布于散射體表面，將散射體表面分解為M個子域，先求得每個子域上的電流分布，然后總的散射場由每個子域上的電流的散射場疊加得到。空域分解法的積分方程表達式為：

方程（5）中，左邊代表待求子域上的電流的積分（子域電流的散射場），右端第一項代表入射源，右端第2項是關于其他子域的電流積分之和，代表這些子域上的電流所產生的散射場的總場，左端的電流是待求量，可以通過迭代過程求得，具體過程是：當i=1時，右端的入射源項是已知的，其他子域上的電流可以先由物理光學法求得近似解，再求得這些電流的散射場（即右端第2項），代入方程右端可以求得子域S1上的電流近似解當i=2時，S1上的電流已經由第一步求得，S3～SM上的電流仍然由物理光學法求得，將 S1、S3～SM上電流的散射場代入方程右端，可以得到子域S2上的電流近似解依此類推，可以求得各個子域上的電流（i=1～M）。這是第1輪迭代，第2輪迭代時，方程右端第2項的所有電流均采用第一輪迭代的結果，繼續求解第p+1輪迭代時，采用第p輪所求得的電流求解持續這一過程，一直到每個子域上的電流值不再有變化或前后2次迭代每個子域上的電流值的誤差不大于1個給定的收斂參數ε為止。

3 數值結果

某型飛機上共上裝4部通信電臺，文中將采用實測結果作為驗證上述方法的標準，而在對電臺進行實際測試過程中只檢測到了三階-Ⅰ型互調（由2個信號產生），故本文只仿真了三階-Ⅰ型互調量，以便與實測數據相比較。

計算實例1：電臺1小功率發射，發射頻率為75 MHz；電臺3中功率發射，發射頻率為240 MHz，電臺2處于接收狀態。該組合形式下，互調產物的頻率落入接收電臺接收帶內的只有90 MHz和390 MHz 2種，其仿真與實測結果如表1所示。

表1 計算實例1仿真與測試結果對比Tab.1 Calculating examples of 1 simulation and comparison of the test results

計算實例2：電臺1小功率發射，發射頻率為60 MHz；電臺2中功率發射，發射頻率為220 MHz，電臺4處于接收狀態。該組合形式下，互調產物的頻率落入接收電臺接收帶內的只有100 MHz和340 MHz 2種，其仿真與實測結果如表2所示。

表2 計算實例2仿真與測試結果對比Tab.2 Calculating examples of 2 simulation and comparison of the test results

計算實例3：電臺2中功率發射，發射頻率為55 MHz；電臺3中功率發射，發射頻率為60 MHz，電臺1處于接收狀態。該組合形式下，互調產物的頻率落入接收電臺接收帶內的只有50 MHz，其仿真與實測結果如表3所示。

表3 計算實例3仿真與測試結果對比Tab.3 Calculating examples of 3 simulation and comparison of the test results

從上述對比實例可以看到，仿真結果與實測結果吻合的較好，誤差僅為2 dB，證明了本文方法的有效性。

4 結 論

文中建立了無線設備間互調干擾量的仿真計算模型，并應用區域分解矩量法對機載通信系統設計中的互調干擾問題進行了計算分析，仿真結果與實測結果吻合良好。數值仿真結果證明本文方法可作為實際工程的有力設計工具。

[1]劉曉娟.基于單片機的數控恒流源設計[J].哈爾濱師范大學自然科學學報，2008，24（6）：39.

LIU Xiao-juan.The design of digital control-constant current based on microcontroller[J].Natural Science Journal of Harbin Normal University，2008，24（6）：39.

[2]陳窮.電磁兼容性工程設計手冊[M].北京：國防工業出版社，1993.

[3]習俊梅，朱杰斌，黃良兵，等.便攜式數字化超聲檢測儀[J].儀表技術與傳感器，2007（9）：18-19.

XI Jun-mei，ZHU Jie-bin，HUANG Liang-bing，et al.The portable digital ultrasonic testing device[J].Instrument Technique and Sensor，2007（9）：18-19.

[4]秦曾煌.電工學[M].北京：高等教育出版社，2004.

[5]李會兵.基于虛擬儀器的直升機電動執行機構檢測儀的研制[D].西安：西安科技大學，2005.

[6]任哲.嵌入式實時操作系統μC/OS-II原理與應用[M].北京：北京航空航天大學出版社，2005.