60 GHz毫米波通信中上行鏈路混合波束賦形技術研究

張 偉 李 斌 劉 云 趙成林(北京郵電大學泛網無線通信教育部重點實驗室 北京 100876)

②(工業和信息化部通信計量中心 北京 100088)

1 引言

隨著高質量數據傳輸的用戶體驗不斷提升，人們對無線通信傳輸速率與信號帶寬的需求也與日俱增。而目前主流無線技術，如超寬帶技術(Ultra Wide Band, UWB)和 IEEE 802.11n 標準，即使采用高階調制和多天線技術，能提供的最高速率也僅為數百 Mbps[1]。與此同時，低頻段頻譜資源越來越緊張，在一定程度上極大限制了無線新技術的發展。由于毫米波頻段豐富的免授權頻譜資源及數 Gbps傳輸速率，60 GHz 毫米波通信已成為未來最具應用潛力的候選技術之一，受到廣泛關注。另外 60 GHz毫米波頻段處于氧氣吸收峰值附近，自由空間中傳輸路徑損耗非常嚴重，實際傳播中可高達 15 dB/km[2]，同時室內場景中障礙物對毫米波衰減顯著。因此，60 GHz信號傳輸在短距無線通信安全性方面呈現出得天獨厚的優勢，便于近距離組網，適用于短距離超高速無線個域網(Wireless Personal Area Network, WPAN)。

為了充分改善傳輸質量并提升系統容量，波束賦形技術已成為60 GHz通信中不可或缺的關鍵技術，而毫米波多天線系統易于集成的特點進一步使其實現成為可能[3]。同時，該技術已廣泛應用于 60 GHz相關標準中，例如 IEEE 802.15.3c[4]和802.11ad[5]。通常波束賦形技術可分為自適應波束賦形和固定碼本波束切換兩種實現方案[6]。自適應波束賦形傳輸性能較好，但實現復雜度較高；固碼本波束切換，利于低復雜度實現，但卻難以達到最佳傳輸性能。進一步考慮60 GHz-WPAN上行鏈路，用戶設備與接入點通信過程中將有可能存在其他干擾鏈路，從而嚴重影響其傳輸性能。為應對多條鏈路之間的互干擾問題，本文提出一種混合波束賦形機制，并設計一種改進的LMS算法，通過仿真一步驗證新算法的有效性。

2 系統模型

2.1 60 GHz-WPAN網絡結構

依據IEEE 802.15.3c標準規定，微微網[7]是組成60 GHz毫米波通信系統的基本網絡單元。基本元素為用戶設備(Device, DEV)以及微微網協調器(PicoNet Coordinator, PNC), PNC負責點到點通信管理，以信標的形式為微微網提供基本定時保障、服務質量請求、功率調整和訪問控制等功能。圖 1是微微網的網絡結構示意圖。

圖1 WPAN微微網示意圖

圖中當1個DEV向PNC發請求時，系統中其他DEV可能同時也在進行通信，加之PNC常處于室內空間中較中心位置，因而該上行鏈路受到的干擾情況較為嚴重[8]。另一方面，室內障礙物(例如墻壁或工位隔板)對毫米波衰減明顯，因而每個室內環境中通常設置一個接入點(Access Point, AP)作為中繼節點，在用戶設備向接入點發射信號的上行鏈路中，多鏈路通信同樣會造成嚴重干擾。本文設計一種混合波束賦形機制，以抑制上行鏈路干擾。

2.2 路徑損耗模型

路徑損耗是衡量60 GHz毫米波通信網絡的一個重要因素。根據IEEE 802.15.3c標準，應用場景中可采用最常用的室內路徑損耗模型[9,10]，公式如下：

其中L(d)表示平均路徑損耗，d為收發天線之間的距離。FAF(average Floor Attenuation Factor)是樓層衰減因子，它是樓層數和建筑物類型的函數，q為樓層數。WAF(average Wall Attenuation Factor)為墻對毫米波的衰減因子，p為穿過墻的數目。在同一樓層可視距環境下進行實驗時，FAF=WAF=0。這里采用對數距離路徑損耗模型來描述，公式簡化為

其中d0為參考距離。n為路徑損耗系數，取決于信道環境。在 LOS 環境中，n為 1.2-2.0；在 NLOS環境中，n為 1.97-10[10]。

2.3 60 GHz波束賦形

為了應對顯著的路徑損耗并有效地提升鏈路預算，60 GHz通信系統通常使用波束賦形技術，其系統實現框圖如圖2所示。系統發射端含M個天線陣元，接收端含N個天線陣元。在發射端，射頻信號經過發送權重矢量W加權之后，通過不同的天線陣元發射到射頻信道中；在接收端，不同天線陣元的接收信號首先由接收權重矢量C進行加權求和，繼而進行下變頻并送入后續信號處理模塊。

圖2 波束賦形系統圖

波束賦形技術通過選擇最佳收發權向量使信噪比最大[11]。自適應波束賦形依據設定的最優準則，動態調整其發送和接收波束權值向量以獲得最佳傳輸性能，實現復雜度較高；固定碼本波束切換[7]，即預先設計好一組波束碼本，繼而通過波束訓練選定可最大化接收性噪比的碼本進行通信，這種方案雖無法獲得理論最優接收信干噪比，但其具有極低的實現復雜度，因而適用于低成本小型設備。

2.4 60 GHz波束碼本

IEEE 802.15.3c標準中1維均勻線性陣列波束碼本可定義為一個M×K的矩陣W，其中每一列代表一種波束模式，矩陣元素wm,k可表示為[4]

其中M為天線陣元總數，K為波束總數目，m為當前天線陣元號，k為當前波束號。實際中為降低增益損失，一般可設置K=2M[12]。圖3為利用現有標準方案所生成的波束方向。

圖3 IEEE 802.15.3c碼本波束方向圖

圖3中仿真天線振元數設置為M=4，相應的波束數目為K=8, ID代表波束編號。3c標準下的波束較經典智能天線模型主要有以下區別[12]：(1)不同指向的波束主瓣寬度不同；(2)旁瓣增益較高。為了充分體現實際情況，本文分析中將采用 IEEE 802.15.3c標準中所規定的波束模型。

3 混合波束賦形

60 GHz通信系統常采用低復雜度固定碼本切換，然而其精度受限難以達到最佳傳輸性能。而固定碼本方案有較大的旁瓣增益，未考慮多條鏈路之間的互干擾問題。本文為應對60 GHz WPAN上行鏈路中多用戶干擾問題，并充分考慮協調器(或接入點)與用戶設備對實現復雜度的不同要求，提出在接收端使用混合波束賦形機制，從而可極大降低上行鏈路的共道干擾，進而提高網絡容量。即用戶發送設備采取基于碼本空間的固定波束切換方案，接收設備采用自適應波束賦形方案。該機制首先充分利用碼本進行波達角估計，結合估計角度采用零陷波束形成，在此基礎上，進一步引入LMS迭代算法，可快速獲得最優波束。

3.1 波達角估計

IEEE802.15.3c標準以信噪比最大進行波束搜索，得到最優波束號。然后根據最優波束計算該波束方向上的主瓣方向，即可大致確定設備發射機方位角估計信息。因此，可在接入點采用基于固定波束碼本的低復雜度波達角估計算法。下面證明波達角估計的可行性。

波束主瓣方向(Main Response Axis, MRA)為天線陣波束最大增益方向。由波束賦形基本性質可知，偏移角度越大，波束所形成的半功率寬度越大，其覆蓋區域面積也越廣。因此，MRA方向難以在[-π/2,π/2]范圍內均勻分布，其總體應呈現圖 4所示的函數性質(以K=16為例)，即角度偏離中心越遠時，MRA方向分布應越稀疏。通過arcsin()函數對MRA方向集合進行合理擬合[13]：

其中θk為第k個波束的主瓣方向。因此，基于已知碼本進行到達角估計是理論可行的。

圖4 M=8, K=16時 碼本(3)對應波束MRA方向集合

3.2 波束優化成形

3.2.1 零陷波束成形結合波達角估計結果，通過主瓣對準估計期望信號方向，零陷對準估計干擾信號方向，即可實現干擾信號源的抑制。為簡化運算，利用最簡單的零陷(Null-Steering)濾波原理[14]，通過矩陣變換即可求得自適應權值。

其中w為自適應權值向量，A=(a0,a1,…,ak),ai為信號si的導向矢量(Steering Vectors)，假設s0為期望信號，si(i=1,2,…,k)為干擾信號，則有c=[1,0,…,0]T。通過求解式(5)即可得到零陷波束形成器的天線加權矢量w：

然而，通常情況下A并非可逆矩陣，則此時可用廣義逆矩陣求解，式(6)轉換為

3.2.2 LMS波束成形基于碼本空間的波達角估計方案存在誤差，導致零陷濾波波束成形方案的性能欠佳。為了進一步提升性能，可采用自適應最小均方誤差LMS算法[14]。該算法主要基于最小均方誤差準則，通過迭代自適應調節抽頭系數，使輸出信號與期望信號之間均方誤差達到最小。

采用下降算法，設第n步迭代的權值向量

其中μ(n)為第n次迭代的更新步長，而v(n)為第n次迭代的更新向量。對于步長μ(n)，這里采用先搜索后收斂的步長選取方案，即在暫態或過渡階段使用大的學習速率，在穩態使用小的學習速率，μ(n)=η/(1+n/c)，其中η為固定學習速率參數，c表示搜索時間常數。

3.2.3 改進型LMS波束成形采用波束碼本(3)進行波達角估計時，其估計精度依賴于天線數目，估計誤差會隨著天線數增多而減小，但過多的天線陣元數目將導致實現復雜度急劇升高。低估計精度將造成零陷波束形成方案干擾抑制性能下降，而LMS波束形成的收斂速度較慢。為此提出一種改進LMS算法，該算法充分利用固定碼本的先驗信息，首先采用波束搜索進行快速波達角估計，進而通過零陷波束形成方案計算天線權值矢量，并以此作為自適應LMS算法的初始權值，并以自適應步長進行跟蹤，最終獲得最優權值，從而達到增強干擾抑制性能的目標。相較于LMS自適應算法，該改進型算法提高了算法收斂速度，因而可有效應用于快速組網的移動短距離通信WPAN中。綜上所述，新設計的混合波束形成算法如表1所述。

表1 改進型LMS算法描述

4 仿真及性能分析

為評估所提方案的總體性能，本文按照IEEE802.15.3c標準搭建仿真系統，用以比較采用不同方案下的 SINR性能。仿真中，假設設備天線均使用1維均勻直線陣，并且位于長×寬×高=10 m×10 m×3 m的房間內，網絡中發射機數目為N=10，而設備天線陣元數目均為M=8，波束數目則為K=16，發射功率均為10 mW，背景噪聲功率譜密度為-20.4 dBm/Hz，信號帶寬設置為1.7 GHz[4,15]。

本文給出IEEE802.15.3c標準、零陷波束形成、LMS波束形成以及改進型LMS波束形成4種方案的波束方向圖，如圖5所示。圖5中橫坐標代表來波方向(單位弧度)，縱坐標是歸一化波束賦形功率增益。同時，標出了位于-0.292弧度的一路期望信號，以及分別位于[-1.002, 0.298, 0.892]弧度處的3路干擾信號。從實際期望信號與干擾信號方向功率增益情況可以看出，期望信號功率從高到低分別是改進型LMS與LMS波束形成，其次是零陷波束形成，最差是3c標準固定碼本波束切換方案；干擾方向增益衰減同樣最優是改進型LMS，最差依舊是波束切換方案。綜合分析來看，混合波束賦形方案整體優于3c標準固定碼本波束切換方案，其中改進型LMS波束設計效果最優。因此，混合波束賦形技術能進一步調整協調器接收端權值，優化不同方向的波束增益，增強期望信號、抑制干擾信號。

本文采用接收端 SINR作為性能評價函數，即期望信號與干擾及噪聲功率比值，來評估不同方案的系統傳輸性能。

其中PR代表期望信號接收功率，∑PI代表干擾信號接收功率之和，PN代表噪聲功率。而每個信號的接收功率為：Pr=Pt+Gt+Gr-L，其中Pt,Pr分別表示信號的發射功率和接收功率，Gt,Gr分別表示發射天線和接收天線的增益，L為路徑損耗。

如圖6所示，通過SINR曲線反映LMS算法與改進型LMS算法收斂速度，圖中每條曲線均由100次獨立仿真得到。從中可發現，利用零陷波束形成作為初始迭代值的改進型 LMS算法的收斂速度要明顯優于經典LMS算法。具體來講，改進型LMS 在300次迭代之后基本收斂至穩定解，而LMS算法則需600次迭代方能達到穩定。這主要是由于，改進型LMS算法充分利用了目標方向圖的先驗信息，有效縮短了計算時間并節省了設備能量，因而在實際快速移動的WPAN網絡中具有良好應用前景。

通過均值與變異系數比較 SINR性能。其中均值表示一系列數據或統計總體的平均特征；變異系數反映單位均值上的離散程度，常用在總體均值不等的離散程度的比較上。表2分別給出3種混合波束賦形方案下與3c碼本波束切換接收的SINR的均值與變異系數，其中LMS與改進型LMS方案分別取迭代次數為200, 300, 600。

圖5 4種波束賦形方向圖比較

圖6 LMS與改進型LMS的收斂過程中SINR比較

表2 4種方案SINR均值與變異系數

由圖表可以看出，LMS算法在迭代200次、300次、600次時均值逐漸增加，變異系數逐漸減小，在600次之后趨于穩定；改進型LMS算法迭代次數200次、300次時均值逐漸增加，變異系數逐漸減小，300次開始趨于穩定。穩定狀態，4種方案均值逐漸增加，其中改進型LMS波束形成相比3c標準固定波束切換算法提升了約4.66 dB；同時4種方案的變異系數逐漸減小，表明SINR離散程度逐漸降低，系統魯棒性較好。由均值與變異系數特性分析可知，混合波束賦形方案能顯著提高系統的接收性能，尤其是改進型LMS算法SINR的均值最大，并且變異系數最低。混合波束賦形通過接收端波束優化設計，能更好地增強期望信號并抑制干擾信號，從而有效提高整個60 GHz毫米波網絡的通信抗干擾性能。

5 結束語

為了緩解60 GHz毫米波通信網絡中上行鏈路干擾問題，充分考慮了協調器(或接入點)與用戶設備對不同實現復雜度的要求，設計提出一種混合波束賦形機制，即用戶設備端采取基于碼本空間的固定波束切換方案，而接入點則執行自適應波束優化，有效消除干擾并提升傳輸性能。由于不同碼本對應不同方向圖，因而可充分利用波束搜索執行波達角估計。本文所設計的改進型LMS算法充分利用了零陷波束形成方案的有效先驗信息，利用零陷干擾對消機制為LMS提供迭代初值，采用自適應步長能有效跟蹤期望信號方向，并顯著提高了LMS算法的收斂速度，尤其是發射機移動時，新方案可迅速收斂以便于實時跟蹤。仿真表明，本文設計的混合波束賦形算法，適用于快速移動組網的WPAN上行鏈路中，能有效提升60 GHz毫米波網絡的抗干擾性能。

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