基于MI模型的自適應譯碼協作通信方案?

劉煥兵，陳 翔，姜 暉

（合肥電子工程學院信息系，安徽合肥市，230037）

0 引言

近年來，協作通信技術逐漸引起人們的關注，協作通信的基本思想是無線網絡終端之間通過共享天線，構成一個虛擬的多輸入多輸出系統以獲得分集增益，在不增加終端天線的情況下有效的對抗無線信道衰落[4，8]。

按照中繼節點的轉發模式，可以將協作通信分為放大轉發（AF）、譯碼轉發（DF）和編碼協作3種模式，其中譯碼轉發復雜度較低，而且在源節點和中繼節點之間的鏈路性能較差時也能有比較好的性能，但傳統的譯碼轉發模式固定轉發原碼字的長度，復雜度較低，但造成了系統資源浪費，本文針對這個不足，在滿足系統給定的誤碼率要求前提下，自適應調節譯碼轉發的碼字長度，將節省下的無線資源用于新信息的傳輸，提高系統無線資源利用率。

1 原理

譯碼轉發協作通信的原理圖如圖1所示[1-2]，其中S為源節點；R為中繼節點；D為目的節點。譯碼協作分兩個階段，第一階段，源節點向目的節點及中繼節點發送碼字，中繼節點若譯碼成功就重新編碼，為第二階段準備。第二階段，中繼節點將重新編碼后的碼字發送到目的節點。若源節點與中繼節點相距足夠遠，則可認為它們與目的節點之間的鏈路是相互獨立的。目的節點收到源節點、中繼節點發送的兩個獨立的碼字，可以有效對抗多徑衰落，實現發送分集，得到良好的性能。

在傳統的譯碼轉發協作通信方案中，中繼節點會將全部碼長的碼字進行轉發，在源節點與目的節點（S-D）、中繼節點與目的節點（R-D）之間鏈路狀況比較好的情況下，往往會造成系統資源的浪費，如果能夠在滿足誤碼率要求的前提下減少轉發碼長，就能節省出中繼節點的無線資源，用于發送新的信息。

圖1 譯碼轉發協作通信的基本原理

2 方案

從信息論的觀點來看，目的節點正確譯碼所需的信息量是固定的。由于信道狀況是實時變化的，故S-D 鏈路發送的信息量隨之變化，如果固定全碼長譯碼轉發，要么信息量不夠，達不到誤碼率要求，要么信息量過多，使誤碼率大大低于系統的指標要求，造成無線資源的浪費，降低了系統的有效性。如果能根據信道狀況正確預測所需轉發的信息量，進而根據R-D 鏈路狀況準確預測重傳符號數，把節省出的無線資源用于新的信息的傳輸，那么系統的無線資源就能得到充分有效的利用，在恰好滿足系統誤碼率要求的情況下，使系統吞吐量最大化。

2.1 互信息（MI）模型

自適應譯碼轉發方案設計的關鍵是準確預測所需轉發的信息量或中繼符號數，而MI模型能根據信道當前的信道狀態向量準確預測誤碼率[3]，從而完成此任務。

MI模型的框圖如圖2所示，MI模型假設在一定的傳輸時間間隔（TTI）內，多載波/多天線系統各個子信道的信道狀態不發生變化。SINR1，SINR2，…，SINRJ，表示一個TTI內J個子信道各自經歷的信道狀態。每個子信道采用的調制方式可能不同，但從譯碼器的角度看，每個子信道輸出的是各個解調器的軟輸出攜帶的互信息[5]，它是基于信道互信息的信息度量，即調制符號級互信息（SI）。

式中γ=Es/N0表示調制符號X經歷的信道狀態；P(X)是X的先驗信息；Y=YR+i*Y1是接收的符號；P(Y|X，γ)是Y在信干噪比γ下的條件概率密度函數。式（1）表明SI 代表的是離散輸入連續輸出信道的容量。

圖2 互信息（MI）模型的原理框圖

SI 收集單元將調制模型輸出的SI 累加起來得到已接收編碼比特互信息（RBI），并對其進行歸一化，得到每個編碼比特的互信息，即已接收編碼比特信息率（RBIR），顯然，RBIR的取值范圍是0到1。

其中J 表示子載波個數；γj表示第j個子載波的SNR 狀態；mj表示第j個子載波的調制階數；N 表示碼長。RBIR 是互信息模型中很關鍵的量，鏈路質量映射單元根據RBIR值查表得到與最初的瞬時SNIR 向量對應的瞬時誤塊率（BLEP）。

MI模型的鏈路差錯預測分為3個步驟：一是通過加性高斯白噪聲（AWGN）信道中的鏈路級仿真建立有效信干噪比（SINR）或RBIR 到誤碼率的查找表；二是將瞬時SINR 向量映射為有效SINR或RBIR；三是由有效SINR或RBIR 在查找表中找到相應的誤碼率性能。

2.2 轉發符號數預測

在理想信道估計條件下，利用MI模型計算轉發符號數的方案如圖3所示，譯碼轉發中R-D鏈路中傳輸的是S-D 鏈路傳輸碼字的一部分，可以與S-D 鏈路傳輸的碼字按兩次傳輸的信噪比加權合并，如圖3所示，S-D 鏈路傳輸的碼長為N，R-D 鏈路傳輸的碼長為T，兩次傳輸的信道狀態不同，分別為SINR1和SINR2。若兩次傳輸的調制方式不同，可通過MI模型將SINR1和SINR2映射為BPSK 調制下的等效信干噪比SINRBPSK，1和SINRBPSK，2。那么兩次傳輸可等效為一次傳輸，采用BPSK 調制，碼長為N，而T個碼元的兩次傳輸等效于增加了發射功率的一次傳輸，從累積條件互信息的計算可以看出，T個碼元的等效信噪比實際上是兩次傳輸的SINR（非dB值）的累加：

圖3 自適應譯碼轉發方案的轉發符號數計算

而另外N-T個碼元只傳輸了一次，經歷的信道狀態為SINR1。由MI模型可以得到兩部分碼字中每個比特攜帶的信息量分別為RBIRcq和RBIR1，兩次傳輸的總信息量RBIcom：

定義滿足誤碼率要求需要傳輸的為信息量為RBItarget，如果RBIcom≥RBItarget，那么譯碼成功的概率肯定會大于BLEPtarget，從而滿足系統的誤碼率要求。令RBIcom=RBItarget，則由式（6）求出的Tmin是恰好滿足系統誤碼率要求所需轉發的最小碼字長度，亦即使系統吞吐量最大的最佳轉發碼元數。

計算出所需轉發的碼元數Tmin后，中繼節點轉發長度為Tmin的碼字，即可滿足指定的誤碼率要求。

3 仿真結果及分析

基于3節點譯碼轉發鏈路級仿真平臺，驗證該自適應譯碼轉發方案的性能，信道編碼為低密度奇偶校驗碼（LDPC）碼[6-7]，采用BPSK、QPSK、16QAM、64QAM 4種調制模式，S-R、S-D 鏈路和R-D 鏈路為相互獨立的單徑Rayleigh 塊衰落信道，S-D 鏈路和R-D 鏈路的平均信噪比相同，只在中繼節點正確譯碼源節點的碼字時才進行轉發。

3.1 自適應譯碼轉發與固定碼長譯碼轉發的方案比較

本仿真的目的是比較自適應譯碼協作方案與非自適應譯碼協作方案的誤碼率性能及中繼符號數。設系統要求誤塊率不得低于BLERtarget=0.01，只采用BPSK 調制，所用LDPC 碼為IEEE802.16e標準規定的(576，288)-LDPC 碼，最大轉發長度為576，最小轉發長度為100。無協作，自適應譯碼轉發和固定長度譯碼轉發的誤碼率結果如圖4所示，相應的轉發調制符號數占總碼長的比例如圖5所示。從圖中可以看出，當S-D 鏈路信噪比低于-4dB時，自適應譯碼轉發和固定碼長譯碼轉發的誤碼率曲線幾乎重合，這是因為信噪比很低，即使中繼節點將所有的時隙都用于轉發源節點的完整碼字，也無法達到系統的誤碼率要求，誤碼率高于0.01；當信噪比從-3.5dB 變化到-1.5dB時，自適應譯碼轉發方案的誤碼率保持在等于1%或略低于1%的水平，而相應的轉發符號數逐漸從576下降到0，意味著MI模型正確預測了中繼節點應轉發的最少符號數，使系統在恰好滿足誤碼率要求的前提下，最大限度地減少了無線資源的使用，而固定碼長譯碼轉發的誤碼率雖遠低于系統要求，但始終轉發576個調制符號存在浪費，系統有效性較低；當S-D 鏈路信噪比高于-1.5dB時，無需協作就已經滿足誤碼率要求了。

圖4 自適應譯碼轉發方案與固定碼長譯碼轉發方案及無協作方案的誤碼率性能比較

圖5 自適應譯碼轉發方案與固定碼長譯碼轉發方案及無協作方案的中繼比例比較

3.2 自適應調整中繼節點調制方式的譯碼轉發方案

設系統要求誤塊率不得低于BLERtarget=0.01，中繼節點自適應的選擇BPSK、QPSK、16QAM 和64QAM 等4種調制模式之一，所用LDPC 碼為IEEE802.16e 標準規定的(576，288)-LDPC 碼，最大轉發長度為576，最小其轉發長度為100。仿真結果如圖6所示。從圖中可以看出，在等效信噪比低于-1dB時，中繼節點采用BPSK 調制，保證滿足系統誤碼率要求，當等效信噪比高于-0.5dB時，中繼節點切換到QPSK 調制模式，此時既能滿足系統誤碼率要求，又能用較高階調制方式提高系統的有效性，同理，在等效信噪比達到4.5dB時，中繼節點切換到16QAM 調制方式；在等效信噪比達到9.5dB時，中繼節點切換到64QAM 調制方式，節省出越來越多的無線資源用于新信息的傳輸，實現了在恰好滿足系統可靠性要求的前提下，使系統吞吐量最大化的目標，提高了無線資源的利用率。

圖6 自適應調整中繼節點調制方式的譯碼轉發方案的誤碼率性能

4 結論

針對傳統的譯碼轉發協作通信方案中，中繼節點譯碼后轉發固定長度碼字導致無線資源利用率較低的問題，提出了一種自適應調整中繼節點調制方式和轉發碼長的譯碼轉發方案。該方案能在恰好滿足誤碼 M 率要求的前提下使所需轉發的調制符號數最小化，節省出無線資源用于新信息的傳輸，提高了無線資源利用率。

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