一種雷達窄帶數字接收機設計及關鍵技術研究＊

王先超 祁 嶺

（海軍駐洛陽地區航空軍事代表室 洛陽 471009）

1 引言

傳統模擬體制的雷達接收機受采樣速率限制，且只能處理單一信號[1]，設備可靠性穩定性不高，接收機的數字化研究成為雷達系統發展重點。窄帶接收機由于其帶寬窄，在通帶內出現同時到達多信號的概率小，可以實現對信號的高速處理，對帶內信號有較高的攔截概率，是目前研究較多的一種數字接收機[2]，本文研究了一種被動雷達系統窄帶數字接收機，設計上采取了基于脈寬匹配的多速率數字濾波器設計、采用歸一化處理運算的參數提取、通過FPGA計數實現方位角求取等多項技術，可以增強信號的信噪比，縮短參數提取所需延時，簡化相位計算，該窄帶數字接收機已在工程中運用，對雷達系統設備穩定、技術指標提升起到了重要作用。

2 系統概述

該窄帶數字接收機基于被動雷達信息處理系統，雷達系統由信號分選跟蹤機、窄帶數字接收機及測向處理機三部分組成（圖1），信號分選跟蹤分機主要完成對環境的分選、識別、分析[3]，對威脅信號提供PRI跟蹤波門，可在系統引導下對通過濾波器的信號進行PRI跟蹤，實時監視跟蹤信號的變化，引導跟蹤器跟蹤；窄帶數字接收機主要完成數據采集和數據的預處理；測向處理分機完成閉環、開環測向算法、延遲線的數字控制并具有與信號分選跟蹤分機的通信功能。通過各分機的數據處理和分機間通信，即可完成輻射源信息采集與處理，并輸出控制信息，完成對輻射源的跟蹤。

3 窄帶數字接收機系統設計

3.1 系統框圖

窄帶數字接收機采用軟件無線電思想[4]，將接收到的中頻信號通過ADC采樣后轉化為數字信號，然后進行數字下變頻處理，包括混頻、濾波、參數提取，得到所需的參數。

系統框圖如圖1所示，主要包括以下幾個部分：

1）數據采樣部分

利用高速ADC器件中頻信號進行采樣；同時，還選用低速ADC對參考信號ufRE和積分信號ug進行采樣。

2）信號處理部分

信號處理部分采用高性能FPGA實現[5]，主要完成數字下變頻、數字濾波、相位差Δφ以及S、C提取、硬件數字積分求取、利用ufRE和ug計算方位角αfw等工作，之后將數據Δφ、和αfw在控制信號EA（2..0）控制下通過數據線ED（9..0）送入測向處理器。

3）外圍電路設計

為了保證電路的正常工作，還需要一定的輔助電路，如ADC前端調理電路、電源、時鐘及FPGA外圍電路等，各分機之間還需要進行隔離。

圖1 窄帶數字接收機系統框圖

3.2 系統工作模式

窄帶數字接收機能夠在開環和閉環兩種工作模式下給出所需信號，開環和閉環工作模式下的處理過程如下：

3.2.1 開環工作模式

在開環工作模式下，窄帶數字接收機接收兩路中頻信號IF1、IF2，利用FPGA對其進行數字鑒相后，得到相位差Δφ，測向處理器對其進行數字積分得到數字信號，通過求取的極大極小值之差，即可求出信號與彈軸夾角βy；通過比較模擬信號ug和ufRE之間的相位差，則可以求取方位角αfw。

3.2.2 閉環工作模式

在閉環工作模式下，窄帶數字接收機接受兩路中頻信號IF1、IF2，利用FPGA對其進行處理，得到IF1、IF2之間相位差的同相分量C和正交分量S，在C控制下對S進行積分，進而得到數字信號u′g；測向處理器利用模擬信號ug對駕駛儀進行控制，實現對導彈的控制。同時要求在閉環模式下也要輸出仰角βy和方位角αfw，處理過程同開環工作模式。

3.3 系統功能

窄帶數字接收機主要完成數據采集和數據的預處理，包括提取S、C、Δφ和αfw。即當系統分別工作在開環模式和閉環模式下時，窄帶數字接收機能夠提供后續信號處理所需的信息，功能包括：

1）接收兩路中頻信號IF1、IF2，經信號調理后，采用高速ADC芯片對其進行數據采集，求解兩路信號的S、C、Δφ，在C控制下對S進行數字積分，得到；

2）接收參考信號ufRE和積分信號ufRE，經信號調理后，用低速ADC芯片對其進行數據采集，之后對其處理得到方位角afw；

3）將Δφ、afw等信號在控制信號 EA（2..0）控制下通過數據線ED（9..0）送至測向處理器。

3.4 系統工作過程

如圖2所示，系統將采集到的兩路中頻數據x1（n）和x2（n）、參考信號ufRE（n）、積分信號ug（n）送入 FPGA 內部進行信號處理，得到Δφ、u′g、afw等信號，在控制信號 EA（2..0）的控制下，通過數據線ED（9..0）送入測向處理器進行進一步的處理。

圖2 系統工作流程

4 關鍵技術研究及實現

4.1 混頻、濾波

采用基于多相濾波的數字正交變換方法，可以得到本地的載波序列分別為0，1，0，－1和1，0，－1，0，混頻過程變得非常簡單，需要簡單的處理就可以完成，如圖3所示。

圖3 基于多相濾波的數字正交變換

如圖3所示，濾波分為兩部分，延時校正[6]和窄帶濾波。延時校正濾波器1和延時校正濾波器2可以消除抽取后數據在時域上的不對準（相差π／2），窄帶濾波器可以對信號的帶外噪聲進行濾除，提高信噪比。

本系統中設計了一種基于脈寬匹配的多速率數字濾波裝置，在對信號脈寬進行識別的前提下，接收機根據不同的脈寬采用不同的濾波器帶寬對信號進行處理，同時根據脈寬對輸出的數據速率進行調節，可以在很大程度上濾除帶外噪聲，增強信號的信噪比，還可以減輕后續處理的復雜程度。

圖4 基于脈寬匹配的數字濾波器設計

圖4是基于脈寬匹配的數字濾波器框圖，采用了三種濾波器帶寬對信號進行濾波，分別是10MHz、1MHz、0.1MHz，其中采用了濾波器復用的方式，通過利用信號分選處理器給出的脈寬選擇信號SEL（1..0）對各級濾波器進行選擇，最終實現對不同脈寬類型的信號進行濾波；級間加入抽取模塊降低數據速率[7]，有利于數字濾波器的設計；每級輸出Data1、Data2、Data3送入數據選擇輸出模塊 MUX，通過SEL（1..0）選擇最終數據輸出Data＿out，減小系統功耗。各級濾波器的時鐘采用PLL統一管理。

系統在選擇某些脈寬類型時，可以禁用某些濾波器，如脈寬類型為00時，1MHz Filter和0.1MHz Filter不需要工作，可以通過給濾波器加入使能信號來完成。通過對EN信號和SEL（1..0）進行編碼，可以完成此功能。

4.2 S、C提取

4.2.1 提取原理[8]

設兩中頻信號分別為

則經過混頻后的信號濾除高頻分量后得到：

將信號s1（t）延時π／2后，在經過混頻后的信號濾除高頻分量后得到：

采用上述方法求解S′、C′，需要將其中一路信號延時π／2，對數字信號處理來講實現存在一定困難，而且采用上述方法求得的S′、C′與信號幅度A1A2有關系，所以考慮采用其它方法來求解歸一化后的S、C。本文采用歸一化處理運算，所需延時較小，約10個時鐘延時后即可得到歸一化后的S、C。

4.2.2 采用歸一化處理運算的S、C提取

把兩中頻信號分別經過數字下變頻，得到兩路信號的同相分量和正交分量[9]分別為

用歸一化處理進行以下運算，得到

上述過程如平方、求和、開根號以及除法模塊，都可以在FPGA內部調用模塊實現。

4.3 方位角的求取

圖5繪出了參考信號ufRE（實線）和積分信號ug（虛線）的圖形，要求解方位角αfw，需要求解出兩路信號的相位差。傳統的求解相位差[10]的方法在本設計中很難實現，原因在于天線旋轉一圈只能取得一個周期的參考信號和積分信號。如果對信號再進行濾波和相位提取，由于數據少，不能得到準確的值。

圖5 參考信號和積分信號示意圖

設計中采用另外一種方法實現方位角αfw的提取，可以通過比較兩路信號ufRE和ug過零點的時間差Δt，然后利用公式afw＝2πffREΔt求得方位角αfw。

在利用FPGA實現時，可以在參考信號ufRE和積分信號ug的正向過零點時刻產生兩個尖脈沖，利用這兩個尖脈沖作為計數器的啟動信號和終止信號，將計數器輸出N和計數頻率fclk進行運算，便可得到Δt，求得方位角αfw：

方位角αfw的分辨率Δαfw由參考頻率fclk決定，Δαfw＝2πffRE／fclk。

5 結語

本文提出了一種工程上實用的窄帶數字化接收機設計方案，采用高速采樣ADC、高性能FPGA芯片和軟件無線電思想，系統先進，集成度高，基于本設計思想開發的窄帶數字接收機已在某被動雷達信息處理系統中試用，具有實時處理性強、可靠穩定的優點。

[1]趙國慶.雷達對抗原理[M].西安：西安電子科技大學，1999.

[2]孫墾.雷達數字化接收機[J].艦船電子對抗，2003，50（4）：32－33.

[3]Mark A.Richards.雷達信號處理基礎[M].北京：電子工業出版社，2008.

[4]孫宏利.雷達接收機數字化分析[J].無線電工程，2011，41（3）：25－27.

[5]韓慧奇.模塊化FPGA設計在某雷達接收機中的應用[J].電子技術，2009，51（9）；33－35.

[6]戈穩.雷達接收機技術[M].北京：電子工業出版社，2005.

[7]ELINT：The Interception and Analysis of Radar Signals[M].BeiJing：Publishing House of Electrnics Industry，2008.

[8]蘇軍海，張龍.寬帶雷達機動多目標檢測[J].電子與信息學報，2010，32（3）：564－569.

[9]Chan h C.Radar sea－clutter at low grazing angles[J].IEE Proc.－F，1990，137（2）：102－112.

[10]何勤.一種通用中頻數字化接收機的實現[J].現代電子技術，2009，298（11）：15－18.