一種低功耗Sigma-Delta調(diào)制器的設(shè)計(jì)*

王 亮 ， 楊 驍 ， 齊 騁 ，凌朝東 ， 謝應(yīng)輝

(1.華僑大學(xué) 信息科學(xué)與工程學(xué)院，福建 廈門361021;2.北京微電子技術(shù)研究所，北京100076)

隨著超大規(guī)模集成電路的高速發(fā)展，便攜式設(shè)備大量應(yīng)用于日常生活中。便攜式設(shè)備對(duì)電路的低功耗要求非常高。Sigma-Delta ADC與其他結(jié)構(gòu)的ADC相比，具有低功耗和高精度的特點(diǎn)，已經(jīng)廣泛地應(yīng)用于各種便攜式無線通信系統(tǒng)中。本文設(shè)計(jì)了一種適用于短距離無線收發(fā)機(jī)中的低功耗Sigma-Delta調(diào)制器。

Sigma-Delta調(diào)制器在設(shè)計(jì)中有幾個(gè)重要的參數(shù)：調(diào)制器的階數(shù)、過采樣率、拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和量化器位數(shù)[1]。這些參數(shù)的選擇決定了調(diào)制器的性能和成本。一位量化器具有很好的線性度，但其調(diào)制器要實(shí)現(xiàn)高精度必然要提高調(diào)制器的階數(shù)或者過采樣率，這樣必然增加了系統(tǒng)的功耗，而且高階結(jié)構(gòu)不利于系統(tǒng)的穩(wěn)定[2]。本文的目標(biāo)是設(shè)計(jì)一個(gè)應(yīng)用于短距離無線接收發(fā)機(jī)中的低功耗調(diào)制器，其性能指標(biāo)為：帶寬 9.6 kHz、精度大于 12 bit。綜合以上考慮，本文采用改進(jìn)的單環(huán)二階多位量化器低功耗結(jié)構(gòu)，并采用低功耗全差分運(yùn)算放大器，進(jìn)一步降低了電路的功耗。

1 系統(tǒng)設(shè)計(jì)與仿真

本文采用改進(jìn)后的單環(huán)二階Sigma-Delta調(diào)制器，其結(jié)構(gòu)如圖1所示。該結(jié)構(gòu)與傳統(tǒng)結(jié)構(gòu)相比，增加了一條從調(diào)制器輸入端到第二級(jí)積分器輸入端的信號(hào)通路。

經(jīng)過優(yōu)化設(shè)計(jì)與仿真后,得到圖中的系數(shù)分別為：a1=1,a2=1,b1=1,b2=2，c=0.5。調(diào)制器的信號(hào)傳遞函數(shù)(STF)和噪聲傳輸函數(shù)(NTF)分別為：

本文調(diào)制器的信號(hào)和噪聲傳遞函數(shù)的幅頻特性曲線如圖2所示。傳統(tǒng)結(jié)構(gòu)的STF為全通系統(tǒng)，而本文改進(jìn)后結(jié)構(gòu)的STF是低通系統(tǒng)，這種結(jié)構(gòu)能有效地濾除輸入信號(hào)中帶寬外的噪聲，降低了對(duì)后面數(shù)字抽取低通濾波器的設(shè)計(jì)要求[3]。此外，該結(jié)構(gòu)還有以下優(yōu)點(diǎn)：只有一條前饋通路，電路簡(jiǎn)單，減少額外的面積和功耗；降低了第一個(gè)積分器輸出的幅度，也就降低對(duì)第一級(jí)OTA的輸出擺幅的要求和系統(tǒng)功耗。

本文調(diào)制器采用多位量化器，在實(shí)際電路實(shí)現(xiàn)時(shí)，由于元器件的失配，多位量化器結(jié)構(gòu)會(huì)帶來非線性問題，使得調(diào)制器的輸出信號(hào)產(chǎn)生較大的諧波[4]。針對(duì)這個(gè)問題，本設(shè)計(jì)采用了動(dòng)態(tài)元器件匹配(DEM)技術(shù)中的數(shù)據(jù)權(quán)重平均法(DWA)來提高系統(tǒng)的線性度。DWA是通過 DAC開關(guān)的循環(huán)選擇來實(shí)現(xiàn)的，該算法不但能夠抑制調(diào)制器的諧波分量，還能對(duì)多位DAC誤差進(jìn)行一階整形，并且實(shí)現(xiàn)電路簡(jiǎn)單[5-6]。

對(duì)圖1所示的二階2位調(diào)制器在Simulink中進(jìn)行了建模，建模時(shí)考慮了多位量化器的非線性問題。仿真時(shí)采樣頻率為1.228 8 MHz，輸入正弦信號(hào)頻率為5 kHz，過采樣率為 64，調(diào)制器帶寬為9.6 kHz。當(dāng)2 bit DAC不存在失配時(shí)，調(diào)制器輸出信號(hào)功率譜如圖3(a)所示，其信號(hào)噪聲諧波失真比(SNDR）為 84.7 dB，并且頻譜中沒有諧波分量；當(dāng)DAC中各個(gè)采樣電容之間存在1%的失配時(shí),調(diào)制器的輸出功率譜如圖3(b)所示，從圖中可以看出，此時(shí)頻譜中存在較大的諧波分量，調(diào)制器的 SNDR降至50.9 dB，嚴(yán)重影響了整個(gè)系統(tǒng)的性能；采用DWA算法電路后，同樣在各個(gè)采樣電容之間存在1%的失配情況下，輸出功率譜如圖3(c)所示,與未使用DWA算法相比，其低頻段的噪聲基底小得多,并且沒有明顯的諧波分量，SNDR為80.7 dB。這表明，本設(shè)計(jì)所采用的DWA算法能夠較好地抑制多位DAC非線性對(duì)調(diào)制器性能的影響。

2 電路設(shè)計(jì)

2.1 全差分開關(guān)電容積分器

A/D轉(zhuǎn)換器是模數(shù)混合系統(tǒng)，容易受時(shí)鐘饋通、襯底、電源、開關(guān)電荷注入噪聲的影響，因此本設(shè)計(jì)電路采用全差分開關(guān)電容積分器來實(shí)現(xiàn)。全差分結(jié)構(gòu)能有效地抑制共模噪聲，而且具有較大的輸出擺幅。本文全差分開關(guān)電容積分器電路如圖4所示，電路由兩相不交疊時(shí)鐘來控制。Clk1為采樣時(shí)鐘，Clk2為積分時(shí)鐘，Clk1d和Clk2d分別為Clk1和Clk2的延遲時(shí)鐘，使用這樣的時(shí)鐘控制能夠有效地降低電荷注入效應(yīng)[7]。

圖3 Simulink行為級(jí)仿真結(jié)果

對(duì)于全差分結(jié)構(gòu)的開關(guān)電容積分器，其熱噪聲的主要來源是開關(guān)，由開關(guān)引入的調(diào)制器信號(hào)帶寬內(nèi)的熱噪聲功率為2 KT/CsM，其中Cs為采樣電容，M為調(diào)制器的過采樣率[8]。調(diào)制器對(duì)第一級(jí)以后的熱噪聲是有整形效果的，抑制了調(diào)制器信號(hào)帶寬內(nèi)的熱噪聲，所以只需要考慮第一級(jí)積分器電路引入的熱噪聲，為了降低熱噪聲對(duì)系統(tǒng)的影響，第一級(jí)積分器一般選擇較大的采樣電容，但是大的采樣電容又會(huì)降低電路的速度，增加功耗。本文根據(jù)調(diào)制器的各項(xiàng)性能指標(biāo)折中考慮，經(jīng)仿真選取Cs1=6 pF。

2.2 運(yùn)算跨導(dǎo)放大器

在開關(guān)電容Sigma-Delta調(diào)制器中，為了使運(yùn)算放大器的有限增益和有限帶寬不明顯地降低調(diào)制器的性能，一般要求運(yùn)放的開環(huán)增益不小于 60 dB,單位增益帶寬為調(diào)制器采樣頻率的4～6倍。本調(diào)制器的采樣時(shí)鐘頻率為1.228 8 MHz,為了滿足上述要求,OTA的單位增益帶寬需要大于5 MHz。

本文所設(shè)計(jì)的運(yùn)算跨導(dǎo)放大器OTA(Operational Transconductance Amplifier)電路如圖 5所示，采用了兩級(jí)運(yùn)放的結(jié)構(gòu)，第一級(jí)采用折疊式共源共柵放大器實(shí)現(xiàn)高增益；第二級(jí)采用AB類推挽共源放大器實(shí)現(xiàn)大的電容負(fù)載驅(qū)動(dòng)能力。AB類輸出級(jí)使得在實(shí)現(xiàn)與A類輸出級(jí)相同第一非主極點(diǎn)的情況下,可以節(jié)省大約一半的輸出電流[9]，降低了電路的功耗。電路采用全差分結(jié)構(gòu)，其共 模 反 饋 電 路 由 M17、M18、M19、R1、R2、C5 和 C6 組成。第一級(jí)運(yùn)放的各項(xiàng)性能指標(biāo)如表1所示，該結(jié)果滿足系統(tǒng)對(duì)運(yùn)放的要求。系統(tǒng)對(duì)第二級(jí)OTA的要求要低于第一級(jí)的要求，因此可以采用第一級(jí)的結(jié)構(gòu)，并等比例縮小管子參數(shù)后得到第二級(jí)OTA，從而能夠降低系統(tǒng)的功耗。

表1 OTA的性能

2.3 量化器

量化器采用一個(gè)2 bit的Flash A/D轉(zhuǎn)換器實(shí)現(xiàn)，每位都是由一個(gè)比較器和一個(gè)鎖存器實(shí)現(xiàn)，出于速度和功耗方面的考慮，比較器采用動(dòng)態(tài)CMOS結(jié)構(gòu)，電路如圖6所示。

該比較器的工作狀態(tài)由時(shí)鐘clk端控制，工作過程可以分為復(fù)位期(reset interval)和再生期(regeneration interval)。clk為低電平時(shí)，比較器工作在復(fù)位模式,電路處于預(yù)充值狀態(tài)，使得鎖存器的A和B輸入端變?yōu)楦唠娖剑虼薙R鎖存器的輸出保持不變。clk為高電平時(shí)，預(yù)充值管M9、M10截止，電路進(jìn)入比較狀態(tài)，當(dāng)Vip>Vin時(shí)，流過M4的電流大于M3的電流，正反饋使得A點(diǎn)電位迅速降低，B點(diǎn)電位升高，Dout輸出高電平。

3 調(diào)制器整體仿真結(jié)果

整個(gè)Sigma-Delta調(diào)制器電路采用TSMC 0.18 μm工藝實(shí)現(xiàn)，并用 Cadence/Spectre對(duì)電路進(jìn)行仿真驗(yàn)證。仿真時(shí)，輸入信號(hào)是頻率為9.3 kHz、幅度為250 mV的正弦信號(hào)，調(diào)制器的采樣頻率為1.228 8 MHz，過采樣率為64。對(duì)調(diào)制器輸出數(shù)據(jù)采樣4 096點(diǎn)后，將數(shù)據(jù)導(dǎo)入Matlab,利用快速傅里葉變換，得到輸出信號(hào)頻譜圖如圖7所示，其輸出信號(hào)SNDR為77.0 dB，達(dá)到了整個(gè)收發(fā)機(jī)系統(tǒng)對(duì)調(diào)制器的要求。

本文基于3.3 V TSMC 0.18 μm CMOS工藝實(shí)現(xiàn)了一種低功耗低通Sigma-Delta調(diào)制器，其工作頻率為1.228 8 MHz，過采樣率為 64，信號(hào)帶寬為 9.6 kHz。調(diào)制器采用了二階2 bit低功耗架構(gòu)，并采用兩級(jí)AB類運(yùn)放來降低功耗。仿真結(jié)果表明,調(diào)制器的SNDR為 77.0 dB，達(dá)到了收發(fā)機(jī)系統(tǒng)對(duì)調(diào)制器性能的要求，并且其功耗僅為1.18 mW，具有較好的低功耗特性。

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