一種采用新型無源輔助網(wǎng)絡的ZVS全橋變換器

陳 仲 陳 淼 季 鋒 史良辰

（南京航空航天大學航空電源航空科技重點實驗室 南京 210016）

1 引言

移相全橋變換器廣泛應用于中大功率輸出場合，具有電路結構簡單、開關頻率固定、高效率、高功率密度和電磁干擾小等優(yōu)點[1-4]。傳統(tǒng)零電壓開關(Zero-Voltage-Switching, ZVS)移相全橋變換器利用變壓器一次漏感和開關管寄生電容之間的諧振實現(xiàn)了功率管的ZVS。然而傳統(tǒng)的全橋ZVS變換器存在一些缺點，包括二次占空比丟失、環(huán)流損耗大以及變壓器二次側存在嚴重的電壓尖峰和電壓振蕩。為了提高移相全橋變換器的性能，克服其缺點，可以通過在變壓器一次側串聯(lián)飽和電感[5,6]，變壓器一次側增加一個諧振電感和兩只鉗位二極管[7,8]，變壓器二次側添加有源鉗位電路[9]和滯后臂 LC無源輔助網(wǎng)絡[10]等方法來改善電路。但是大多數(shù)改進方案由于輔助支路與負載電流的非直接耦合性，滿載時的效率會有所降低。

文獻[11-15]提出了一些基于無源輔助網(wǎng)絡的全橋變換器，該系列拓撲輔助網(wǎng)絡中產(chǎn)生的能量隨著負載的變化而自適應的變化。在滿載時，輔助網(wǎng)絡產(chǎn)生的能量最小；而在輕載時，主要依靠儲存于輔助網(wǎng)絡中的能量來實現(xiàn)開關管的軟開關。但是加入的輔助支路與主電路屬于串聯(lián)關系，電流應力相對較大，且在一定程度上影響了變換器的可靠性。

基于上述研究背景，本文提出一種采用新型無源輔助網(wǎng)絡的移相全橋ZVS變換器，在傳統(tǒng)移相全橋變換器的基礎上加入了由感性元件和電容構成的輔助網(wǎng)絡；輔助電流支路與主變壓器處于并聯(lián)的關系，其對主電路功率傳輸并不產(chǎn)生影響。該電路不但在全負載范圍內實現(xiàn)了原邊所有開關管的ZVS，還可以在很寬的負載范圍內實現(xiàn)高的變換效率。本文首先詳細分析了該變換器的工作模式及變換器特性，然后討論具體參數(shù)的設計和選取原則，最后通過一臺1kW、54V的原理樣機驗證理論分析的正確性。

2 電路拓撲與工作原理

圖1為所提出的采用無源輔助網(wǎng)絡的移相全橋ZVS PWM變換器的電路圖。S1、S3組成超前橋臂，S2、S4組成滯后橋臂。構成輔助網(wǎng)絡的無源器件由輔助電感La、匝數(shù)比為1∶1的輔助變壓器Tra、隔直電容Ca1和Ca2組成。在分析原理之前，先作如下假設：①所有的開關管和二極管均為理想器件；②所有電感、電容和變壓器均為理想元件；③C1=C3=Clead，C2=C4=Clag；④Ca1=Ca2=Ca且容量較大，其兩端電壓為Vin/2。變換器分別在半個周期有5個工作模態(tài)，圖2和圖3分別給出了變換器的主要工作波形和該變換器在不同開關狀態(tài)下的等效電路給出新型移相全橋ZVS變換器的主電路。

圖1 新型的ZVS PWM 全橋變換器Fig.1 Proposed ZVS PWM full-bridge converter

（1）開關模態(tài)1[t0～t1]：如圖3a所示。在t0時刻之前，S1和 S4導通，S2和 S3截止，vAB=Vin，上整流二極管 VDR1流過全部負載電流，VDR2截止，一次電流為ip=Io/K（K為主變壓器Tr一二次側匝比）。由于隔直電容Ca1、Ca2的電壓均為1/2Vin，因此主變壓器兩端電壓為Vin，vLa=0，iLa1維持正向最大值ILa不變。在 t0時刻，關斷 S1，一次電流 ip轉移到 C1和 C3中，一方面抽走 C3上的電荷，同時又給 C1充電，在 C1和 C3的緩沖下，S1近似零電壓關斷，vAB由 Vin逐漸降為零，輔助電感承受反壓，iLa由最大值開始減小，但是時間很短，認為模態(tài)1中，流經(jīng)輔助電感的電流近似不變，從而有

在t1時刻，C3的電壓下降到零，VD3自然導通。

（2）開關模態(tài) 2[t1～t2]：如圖 3b所示。在 t1時刻之后，VD3導通將S3的電壓鉗在零位，可以零電壓開通S3，S1、S3驅動信號之間的死區(qū)時間td(lead)＞t01。A點電位下降為零，所以 vAB為零，一次側不向負載提供能量。此時輔助電感La承受的電壓為Vin/2，流過La的電流為

模態(tài)2持續(xù)的時間為

圖2 新型全橋變換器的主要波形Fig.2 Key waveforms of novel full-bridge converter

（3）開關模態(tài) 3[t2～t3]：如圖 3c所示。在 t2時刻關斷 S4，流入滯后橋臂的電流給 C4充電，同時給 C2放電，S4為零電壓截止。vAB＜0，VDR1、VDR2同時導通，變壓器一二次繞組端均為零電壓，vAB直接加在一次漏感Lk上。漏感Lk與電容C2、C4諧振工作，因為時間很短，因此認為La中的電流不變。一次電流ip、C2和C4的電壓分別為

（4）開關模態(tài) 4[t3～t4]：如圖 3d所示。VD2導通后，可以零電壓開通S2。S2、S4驅動信號之間的死區(qū)時間td(lag)＞t23。V2導通后，vAB= -Vin。此時二次側兩個整流管仍然同時導通，因此變壓器一次繞組電壓為零，輸入電壓 Vin直接加在漏感 Lk上，一次電流ip先線性下降再反向線性上升。

（5）開關模態(tài) 5[t4～t5]：如圖 3e所示。在 t4時刻，ip= -Io/K，VDR1關斷，VDR2流過全部負載電流，電源給負載供電。t5時刻變換器進行后半個周期的工作，其工作情況類似于上述的半個周期，不再贅述。

圖3 各種開關狀態(tài)下的等效電路Fig.3 Equivalent circuits of each operation stage

3 輔助網(wǎng)絡參數(shù)設計

電路工作占空比D與輸出電流Io有如下的關系[1]：

式中，fs為開關頻率；K為變壓器電壓比。

根據(jù)式（8）可以得到電路工作占空比D、漏感Lk以及輸出電流Io的關系曲線，如圖4所示。從圖中可以看出，當漏感Lk增加時，電路工作占空比D增加；當輸出電流Io增加時，電路工作占空比D也呈現(xiàn)遞增的趨勢。根據(jù)式（4）可知，輔助電感電流幅值與電路工作占空比D成反比例關系，當負載電流減小時，輔助電感La儲存的能量隨著負載電流的減小而自適應的增加。

圖4 占空比與漏感以及輸出電流的關系曲線Fig.4 Duty cycle versus load current at different leakage inductances

要想實現(xiàn)整個輸入電壓和全負載范圍內所有開關管的ZVS，關鍵在于輔助網(wǎng)絡的設計。輔助網(wǎng)絡的選取主要包括感性元件和輔助電容的選取。

3.1 輔助電感La的選取

對于超前管S1和S3而言，實現(xiàn)ZVS主要是依靠輸出濾波電感 Lf中的能量和輔助電感 La中儲存的能量，因此超前管ZVS比較容易實現(xiàn)。對于滯后管S2和S4而言，實現(xiàn)ZVS主要是依靠儲存于漏感Lk中的能量和輔助電感La的能量，因此滯后管ZVS實現(xiàn)相對較困難。滯后管實現(xiàn)ZVS的條件可以表示為

根據(jù)式（4）、式（8）和式（9），可以畫出整個輸入電壓和負載范圍內滯后管ZVS實現(xiàn)的關系圖，如圖5所示。其中圖形Ⅲ為滯后管實現(xiàn)ZVS所需的能量，圖形Ⅰ和圖形Ⅱ分別給出了輔助電感 La為35μH和60μH時變換器可提供滯后臂實現(xiàn)軟開關的能量（Lk=5μH）。圖形Ⅰ與圖形Ⅲ不存在交疊，且位于圖形Ⅲ之上，表明當輔助電感La=35μH時，滯后管在全負載范圍內實現(xiàn)了 ZVS。而當輔助電感La=60μH，在低輸入電壓某些負載范圍時，滯后臂軟開關難以實現(xiàn)。這是因為低輸入電壓輕載時，電路工作占空比D仍然較大，此時輔助電感La所提供的能量較小，導致滯后臂無法實現(xiàn)ZVS。

圖5 整個輸入電壓和負載范圍滯后臂ZVS實現(xiàn)關系圖Fig.5 ZVS for the lagging leg over the entire conversion range

圖6給出了輸入電壓 Vin=300V，Lk=5μH時，輔助電感La、輸出電流Io以及滯后臂實現(xiàn)軟開關的能量的關系曲線。圖形Ⅰ為滯后管實現(xiàn)ZVS提供的能量，圖形Ⅱ為滯后臂實現(xiàn)ZVS所需的能量。從圖中可以看出，在輔助電感La一定的情況下，滯后臂實現(xiàn)ZVS最困難的時刻并非空載，而是在某個特定負載情況下，因此設計中需保證滯后管實現(xiàn)ZVS的能量在最低點時必須滿足式（9）。

圖6 輸出電流、輔助電感以及滯后臂軟開關實現(xiàn)關系圖Fig.6 ZVS for the lagging leg between output current and auxiliary inductance

從圖5和圖6可知，輔助電感La的選取與負載電流 Io及輸入電壓 Vin之間有著密切的關系：輸入電壓越低，電路工作占空比越大，此時輔助電感提供的能量越小；輔助電感越小，滯后臂越容易實現(xiàn)軟開關，但過小的輔助電感會帶來原邊開關管較大的導通損耗，因此輔助電感值應在滿足變換器實現(xiàn)全負載范圍ZVS條件下盡可能的大。由于不需要完全依靠漏感的能量實現(xiàn)滯后臂的軟開關，主變壓器漏感可以盡可能取的比較小，從而可以適當增加主變壓器一二次匝比，進一步降低變換器的通態(tài)損耗，提高變換器的效率；同時主變壓器漏感的最小化可以大大降低二次電壓、整流二極管尖峰電壓和振蕩電壓。

3.2 輔助變壓器的設計和隔直電容的選取

輔助變壓器不參與主功率能量傳輸，并不需要儲存能量，因此用較小的磁心即可實現(xiàn)。本文中采用的輔助變壓器最后選取EE33磁心進行繞制。

電路中Ca1和Ca2相當于穩(wěn)壓源，設計時應保證每個開關周期內隔直電容上的電壓值（Vin/2）不變，則必須使輔助電感 La和輔助電容 Ca之間的諧振周期至少大于5倍的開關周期[15]，即

根據(jù)式（10），可得到

由式（11），可得到隔直電容Ca1的取值。同時考慮到須控制隔直電容電壓紋波小于其最大電壓的1%。本文根據(jù)電路參數(shù)最后可選取 Ca1=2.2μF。此處為簡化設計，選取Ca=Ca1=Ca2=2.2μF的無感電容。

在實際的電路中，由于流經(jīng)超前橋臂的電流有效值超出流經(jīng)滯后橋臂的電流有效值，因此考慮到電路的綜合性能，超前橋臂與滯后橋臂可以選取不同電流應力的開關管，以提高變換器的工作效率和綜合性能。

4 實驗結果與分析

為了驗證該新型全橋變換器的工作原理，在實驗室完成了一臺1kW原理樣機，其參數(shù)如下：輸入直流電壓Vin=300～400V；輸出直流電壓Vo=54V；輸出電流 Io=20A；S1～S4：IRFP460；輸出整流二極管 VDR1和 VDR2：MUR3040；主變壓器 Tr匝比14∶3∶3；輔助電容 Ca1=Ca2=2.2μF；輔助變壓器Tra匝比 12∶12；輔助電感 La=35μH；開關頻率fs=100kHz。

圖7給出了 Vin=300V及 400V時，輸出輕載（10%負載）超前臂、滯后臂的開關管電壓及驅動波形。圖7表明該電路拓撲在很輕負載的條件下依然可以實現(xiàn)整個輸入電壓范圍內一次側所有開關管的零電壓開關。對于傳統(tǒng)移相全橋超前臂而言，由于死區(qū)時間有限，在規(guī)定的死區(qū)時間內，其已經(jīng)失去了軟開關條件。

圖7 不同輸入電壓下10%負載時開關管驅動電壓、漏源極電壓波形Fig.7 Drive voltage and drain to source voltage of the leading and the lagging leg at 10% load at different input voltages

圖8給出了不同輸入電壓下，輸出輕載時橋臂中點電壓vAB、輔助電感電流iLa及二次整流電壓vrect波形。從圖中可以看出，輔助電感電流峰值隨著輸入電壓的不同而自適應的變化，因此變換器的性能可以得到進一步的優(yōu)化。

圖8 不同輸入電壓下10%負載主要波形Fig.8 Measured key waveforms at 10% load at different input voltages

圖9給出了Vin=400V輸出滿載時的橋臂中點電壓vAB、輸出整流電壓vrect波形。圖9表明由于漏感取值很小，變換器在滿載工作時，二次寄生振蕩依然很小，且?guī)缀鯚o占空比丟失。

圖9 輸出滿載時橋臂中點電壓、一次電流及二次整流電壓波形Fig.9 Experimental waveforms of the proposed converter at full load

圖10 效率曲線Fig.10 The overall efficiency

圖10給出了變換器的整機變換效率以及和傳統(tǒng)變換器的對比。圖10表明變換器在整個負載范圍內有著比較高的變換效率。尤其是在輕載時，變換器一次側所有開關管均工作在軟開關條件下，因此整個變換器的EMI性能有了明顯的改善，而傳統(tǒng)全橋變換器開關管輕載時工作在硬開關條件下。

5 結論

本文提出了一種基于無源輔助網(wǎng)絡的全橋變換器來拓寬開關管的軟開關范圍，詳細分析了變換器的工作原理和參數(shù)設計，并給出了設計實例，通過一臺1kW的實驗樣機驗證了理論分析的準確性。實驗的結果充分說明了該拓撲具有以下優(yōu)點：①可以在全負載范圍內實現(xiàn)所有開關管的ZVS；②輔助網(wǎng)絡產(chǎn)生的電流隨著負載電流的變化而自適應的變化，因此可以減小重載時的導通損耗；③無需串聯(lián)諧振電感，二次側占空比丟失大大減小；④可以減小二次整流二極管的電壓尖峰和振蕩。

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