LED移頻鍵控信號驅動電路的設計

李紹銘，劉曉東

(安徽工業大學 電氣信息工程系，安徽 馬鞍山243000)

LED照明被視為最有前途的固態半導體照明[1]，燈具質量和使用壽命在很大程度上取決于其驅動電路的設計。LED發光的強度由流過LED的電流決定，電流過強會引起LED的光衰，過弱會影響其亮度，因此，LED的驅動需要提供恒流電源，以保證功率LED使用的安全性，同時達到理想的發光強度[2]。但由于恒流驅動要求驅動管工作在放大狀態，所以自身發熱嚴重，且很難提高其能量利用效率[3]。由于脈寬調制（PWM）驅動方式中驅動管工作于開關狀態，自身發熱大大降低，其優點在一些設計中得到了充分利用[4]，但LED承受頻繁的浪涌電流沖擊的代價是加速了LED燈珠的光衰，大大降低了使用壽命。針對這一矛盾，本文提出基于移頻鍵控和負壓電荷泵技術相結合的LED準恒流驅動方案。采用一種新方式為驅動電路內部的推挽場效應對管提供一定的死區，有效地避免了驅動管瞬間同時導通所帶來的尖峰脈沖。通過Protel99se制板及調試，對該方案相關問題進行了研究。

1 電路總體設計方案

系統由基準電壓信號發生器、受控電源、驅動緩沖器、負壓電荷泵LED驅動器、電壓檢測變換器組成。整體系統框圖如圖1所示。其中受控電源通過內部負反饋控制輸出與基準電壓相等，輸出VCC為后級供電；驅動緩沖器接收調光控制器輸出的移頻鍵控信號并進行緩沖，提升其帶負載能力；負壓電荷泵通過對電容的高速充放電，實現對LED的準恒流驅動；電壓檢測變換器檢測處理前級電壓Feedback并對開關電源進行反饋控制，以修正輸出電壓值VCC，提升調光準確性。

2 電路設計

電路中的參考電壓源VREF采用輸出電壓精準的能隙電壓源；調光控制信號由單片機中斷產生，為保證調光精度，單片機的晶振頻率不低于12 MHz；受控電壓源應采用高效率的小功率開關電源[5]。本設計重點對緩沖器、電荷泵LED驅動器、電壓檢測變換器進行設計介紹，通過Protel99se進行電路板設計。

2.1 驅動緩沖器設計

驅動緩沖器電壓要求能夠滿幅輸出、響應速度快、電壓上升和下降過渡時間短，同時要求推挽輸出管要有一定的死區，以避免功率場效應管因瞬間同時導通產生尖峰脈沖和不必要的功耗。為了降低信號夾雜的噪聲和成本，驅動緩沖器采用分立元件構成，采用互補推挽晶體管及功率場效應對管構成，由硬件形成必要的死區，由于沒有應用電容元件，電路響應速度較快。整體結構如圖2所示。

Input端接收控制器的移頻鍵控信號，電路對其波形進行處理，加入死區，GND為地線。電路通過兩個正反饋環路加速三極管的導通和截止。功率場效應管推挽輸出結構，增大電路負載能力。當Input端輸入信號電平經過驅動緩沖電路后控制輸出端Output-1和Output-2的輸出，Output-1與Output-2輸出電平相反。

當Input端輸入高電平驅動信號時，Q11飽和導通，Q5截止，Q6導通，驅動緩沖電路原理如圖3所示，左端的Output-1端由Q7輸出電源電壓，右端的Output-2端由Q10輸出0 V電壓；當Input輸入低電平信號時，過程與前者相似。

電路設計中充分利用驅動管及正反饋發生時各三極管不同時動作這一特點，利用其異步動作時序為兩組推挽場效應管提供了一個短暫的死區，保證每組推挽功率管在同一時刻都不會同時處于導通狀態。

實驗結果表明，這種方法有效地抑制了推挽管產生尖峰脈沖，對電源沖擊小。當VCC=6 V時，各場效應管柵極驅動電壓時序波形如圖4所示。

將此驅動緩沖電路與同種NPN三極管構成的單級反相器電路相比較，在功耗相同的條件下，前者輸出端高電平和低電平的建立時間比后者小得多，因此信號傳輸的相移較小；當輸出端接大負載時，其輸出電壓僅比空載時的電壓略有下降，證明其有很小的輸出電阻和較強的負載能力；推挽管輸出端無尖峰脈沖出現，減小了對電源的沖擊干擾；當VCC為10 V時，緩沖器靜態空載電流消耗約為1.5 mA，因而具有很小的功耗。此驅動緩沖電路具有較好的性能：高效率、高功率因數、向電網注入的諧波電流小以及較低的成本和較小的體積重量[6]。

2.2 負壓電荷泵LED驅動器

驅動器由兩組對稱的電荷泵組成，VDD為電路提供電源，輸入端Input-1、Input-2分別與圖1中的Output-1、Output-2連接，Feedback端為電壓反饋控制端口。電路結構如圖5所示。

VDD端為恒壓電源，其值小于LED串聯導通電壓，因此在電路上電時，LED不會立即導通，隨著C1負極板電壓的降低，LED實現軟啟動，避免了電流的沖擊。當Input-1和 Input-2輸入為高電壓時，Q12和 Q13飽和導通，電容C2通過電阻R15充電，C3通過電阻 R16充電；當Input-1和Input-2輸入為低電壓時，C2、C3分別通過 D1、D2給電解電容C1反向充電，C1的負極板上呈現負電壓，當這個電壓值達到使得LED導通的臨界電壓值時，電容C1電壓進入動態平衡狀態。單位時間內VDD供給LED的電荷量與電荷泵通過C2、C3抽走的電荷量相等，由于電感L1的濾波作用，使得LED兩端電壓變化極小，電流近似恒流流過。Feedback端將C1電壓反饋回電源控制端，與基準電壓輸入端相連，經比較、放大及濾波平滑后實現對電源VCC的實時控制，保證VCC與Feedback電勢差的恒定。

下面就LED負壓電荷泵驅動電路的工作原理及工作過程進行分析。

C2、C3充放電滿足式(1)：

電容兩端電壓與總電荷量的關系滿足式(2)：

由于在一個驅動周期ΔT內，電路分別通過C2和C3完成兩次對電容C1的充電，即一次充電時間為ΔT/2，結合式(1)及式(2)可知，在一個周期內流過LED的電荷量如式(3)所示：

當 ΔT遠大于充電時間常數 R15C2，且 C1遠大于 C2時，有：

因為C1遠大于 C2，因此有：

流過LED的平均電流如式(6)所示：

由式(6)可知，在保證 VCC-VT-等于定值 VREF的條件下，流過LED的平均電流I與調光周期 ΔT成反比，亦即I×ΔT恒定。因此只要調節驅動方波的周期 ΔT即可對流過LED的平均電流進行線性控制。

在ΔT/2時間內，C1上的電壓波動幅度如式(7)所示：

因此LED兩端電壓波動極小，又由于L1的存在，使得LED電流近似恒定，其值由ΔT決定。

2.3 電壓檢測變換電路

對于較小源電阻的微弱信號放大，單級或多級并聯雙極型晶體管是最理想的前置放大器有源器件[7]。考慮到此處要進行算術加減，所以采用運放作為運算單元，通過設置電阻阻值可以使其同時擁有倍數放大器的功能。該電路接收Feedback端反饋回的電壓信號，基準電壓VREF與該信號作減法運算，再經過濾波平滑、緩沖輸出一個緩變的電壓信號送到受控電壓源控的基準電壓輸入端，控制電源輸出電壓與該信號保持一致。電路原理圖如圖6所示。

其中 R20=R22，R19=R21，R20=5R19。運放 A 及電阻 R19～R21完成對參考電壓（不小于3 V）和負電壓Feedback的相減，同時對差值進行了5倍放大。L2、C4對前級信號濾波平滑，運放B實現電壓跟隨輸出，起到了緩沖作用，增加電路驅動能力。即便在不對受控電源電壓進行調節的情況下，即VCC設為定值時，電路依然能夠高效運行，但不能保證調光線性度。在對調光線性要求不高的場合完全可以滿足其需求。

連接上述電路，設置VDD=10 V，VCC=7 V，上電完成軟啟動后，LED電流動態平衡。當方波驅動信號周期ΔT=100 μs 時， 二極管 D1、D2的陰 極電 壓 VD1-、VD2-，C1負 極板電壓VC1-及LED-2負極電壓VLED-波形如圖7所示。

LED電流波形如圖 8所示，橫軸每格為 10 μs，縱軸每格為2 mA。

2.4 受控電壓源

要達到線性調光，驅動緩沖器電源電壓必須受控。受控開關電源中開關管的每一個開關動作都在極短時間內完成，瞬間產生的脈沖電壓和脈沖電流將引起EMI干擾，因此VCC中存在開關管產生的一次和高次諧波干擾，有必要在輸出端加電容濾波電路，但電容值不宜過大，以防止整個系統振蕩。同時必須將其在工作中產生的電磁輻射限制在一定水平內，抑制開關電源產生的干擾，并且電源本身要有一定的抗干擾能力，這些對保證電子系統的正常穩定運行具有重要意義。另外小功率開關電源的元件需用盡量小的封裝，如采用平面變壓器、表貼元件、厚膜工藝、多層陶瓷布線等。要實現高效率，則需采用提高變壓器效率、降低開關損耗及其他元件損耗、減小電磁干擾等措施。

電路連接完成后，當移頻鍵控信號頻率受控產生階躍時，由于C1容量很大，其兩端電壓是緩變的。受控電壓源階躍響應，相對較快的響應速度使其完全可以及時響應C1的變化，避免了系統振蕩。

電路設置恒壓源 VDD=10 V，LED串聯數為 3，單顆LED導通壓降約為3.6 V。當VREF=5 V時，電壓檢測變換電路輸出為Vout=VREF-Feedback，因此受控電壓源基準電壓輸入為 VREF-Feedback，VCC電壓在 VREF-Feedback處動態平衡。因而C2、C3每次充放電電量均如式(8)所示：

其中 VD為二極管 D1、D2的導通壓降。

此時LED的電流如式(9)所示：

即：ΔT×I=19 360 mA×μs

其中，ΔT為移頻鍵控信號的方波周期，I為流過LED的直流電流。

對調光控制信號分別取以下16組不同的△T，實測流過 LED的電流 I，統計ΔT×I的值，結果如表 1所示。

由表 1可知， 當 ΔT 取 120 μs以下時，ΔT×I的值與理論值誤差相對較大，最大相對誤差為6.51%。造成誤差較大的原因是充電時間過短，導致C2、C3未完全充電，造成LED電流減少。可以通過適當減小充電限流電阻 R15、R16來減小誤差；當 ΔT＞140 μs 時，測量數據與理論值最大誤差為0.91%。

表1 ΔT×I檢測統計表

由此可知，在工程允許誤差范圍內，I與ΔT成反比關系，根據此函數關系適當控制輸入方波周期ΔT，即可實現對LED的線性調光，且調光具有較好的線性度。

本設計為驅動方法的研究和實際應用提供了參考。推挽功率管輸出端沒有尖峰脈沖出現，體現出推挽管死區電壓加入方案的有效性；由實驗結果可知，根據I與ΔT的函數關系適當改變調光方波驅動信號的周期ΔT可以線性控制流過LED的電流，且當調光控制信號頻率在2.5 kHz～7 kHz之間時，調光可達到較好的線性度，且電流波動小，可有效減小LED光衰，延長使用壽命。單顆LED輸出功率大于0.5 W，效率可達約90%，可將多個LED燈珠串聯，總功率足以滿足照明需求，因而有廣闊的應用前景。

[1]胡建人，秦會斌，王卉，等.我國 LED照明工程技術與發展策略研究[J].儀器儀表學報，2007，28(4)：196-199.

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