基于TOP243Y的單片反激開關電源設計

張維

（陜西工業職業技術學院 陜西 咸陽 712000）

基于某課題項目中的嵌入式設備的電源需求，根據實際需要收集設計電源的參數指標，分析并設計一款基于TOP243Y的單片反激開關電源設計，最終通過樣機的組裝和調試對設計結果進行驗證。

1 電源技術指標的收集

本設計是基于一款嵌入式ARM開發板而設計的電源，根據具體設備電源的需求，收集以下指標：輸入電壓范圍：220±20%； 輸出電壓和對應的電流值：5 V/1 A，12 V/1 A，－12 V/1 A，輸出紋波：＜1%，工作溫度：－40～85 ℃，電壓調整率：±0.1%，負載調整率：≤±5%，損耗因數:0.5。

2 EMI濾波器及輸入整流電路設計

在大多數場合EMI電源濾波器主要抑制共模干擾信號。本設計EMI濾波器中的CX、CIN1和LCM就是用來濾除共模干擾的。共模電感通常取5～33 mH，本設計取為6 mH。整流橋選用1N4001（1 A/1 000 V），此管可對電流電壓留有一定的余量。

CIN1的值可通過式（1）進行計算：

3 高頻變壓器的設計

3.1 變壓器磁芯的選擇

在單片開關電源設計中，通常選擇錳鋅鐵氧體材料的磁芯，磁芯截有效面積可用下面經驗公式（2）計算[2]：

其中Ae是磁芯有效面積，ηT是變壓器的轉換效率，通常取0.75～0.95之間數，本設計取0.9。經計算得到Ae≈0.85 cm2，然后查變壓器的磁芯對照表，最后選擇EE28磁芯。

3.2 計算脈沖信號最大占空比OMAX

當電網電壓在220±20%范圍內變化時，經全波整流后的直流輸入電壓最小為 Vin（min）為 208.86 V。根據公式（3）可得最大占空比為：

其中VOR為反射電壓，是指當功率開關管關斷且次級電路處于導通狀態時，次級電壓感應到初級端的電壓值。根據本設計要求計算時取VOR=110 V，VDS為主開關導通時D、S間壓降，典型值為10 V。經計算得到：DMAX≈0.36。

3.3 計算初級峰值電流

平均值電流如式（4）所示：

則峰值電流可通過式（5）計算得：

3.4 計算變壓器原邊的電感量

其中Z是損耗分配因子。一般取作0.5。經計算可得：LP≈1 860.29 μH

(4)彰顯原子結構和元素周期律(表)對無機物的性質和用途的理論支撐。原子的結構決定了元素在周期表中的位置,也決定了元素的性質,借助“結構—位置—性質”三者的神秘關系,可比較順利地進行元素的推斷。同理,常見元素的單質及其重要化合物的結構,也決定了相應物質的物理性質和化學性質,進而決定了相應物質的用途等。利用這層關系推斷(或判斷)物質的性質和用途的高考試題早已層出不窮。

3.5 次級繞組匝數NS的計算

本文選用TOP243YN作為開關電源的主芯片，對TOPSwitch器件來說：

式（7）中V0為輸出電壓，VD為輸出二極管正向壓降。本設計5 V輸出二極管采用超快恢復肖特基二極管，因此：NS≈3.4取整數，次級繞組NS為4匝。

3.6 初級繞組匝數NP的計算

取整數，初級繞組NP為78匝。

3.7 偏置繞組匝數的計算

其中VB是偏置電壓，這里取為12 V，VDB是偏置二極管正向電壓降，這里取為0.95 V。偏置繞組取整數則大約需要9匝。

3.8 其他2個次級繞組的匝數的計算

±12 V次級繞組的電壓：VS1=VO+VD+VL=12.9 V。故可得：n≈0.117 2，則兩個次級匝數計算為：NS1（2）≈9.05，取整數后，±12 V次級繞組均取為9匝。

3.9 確定初級導線的內徑

根據初級層數d、骨架寬度b和安全邊距M，利用式（11）計算有效骨架寬度bE：

本設計中取 d=3，b=9.6 mm，M=0 代入式（11）：bE=28.8 mm。

利用式（12）計算導線的外徑：得到：DPM≈0.36 mm，由AWG的導線規格表查得，與直徑0.36 mm最接近線號是28AWG。

3.10 確定次級導線的內徑

次級裸導線直徑可用式（13）表示：

其中，根據文獻可得電流密度為式（14）：

次級峰值電流為式（15）：

次級有效電流為式（16）：

代入電流密度和次級有效值電流的值，可得到次級導線線徑為：DSM≈0.98 mm。

當DSM＞0.4 mm時，建議應采用多股導線并繞NS匝，由AWG的導線規格表可得選用25AWG。與單股粗導線繞制方法相比，多股并繞能增大次級繞組的等效截面積，改善磁場耦合程度，減小漏感。

3.11 變壓器氣隙的計算

對于單端反激式變壓器的磁芯，為了避免磁芯飽和，減小變壓器的高頻磁芯損耗及發熱問題，應該在磁回路中加入一個適當的氣隙σ。

4 無源RCD鉗位電路的參數設計

在MOSFET管漏極增加鉗位保護電路，對尖峰電壓進行鉗位或者吸收，防止開關管損壞，如圖1所示。

4.1 確定鉗位電阻

漏源間電壓的經驗公式為：

鉗位電容的峰值最大電壓為:

鉗位電阻的計算公式為:

其中漏感取為 62.4 μH，取為27 kΩ。

4.2 確定鉗位電容CC

鉗位電容CC，的值應取得足夠大以保證其在吸收漏感能量時自身的脈動電壓足夠小，可通過下式來確定最小值為:

4.3 確定鉗位二極管

鉗位電路中的二極管一般選擇快速恢復二極管，它的耐壓值應大于最大直流輸入電壓。本設計選取快速恢復二極管FR106。

5 輸出整流濾波電路及后級濾波電路的設計

輸出整流濾波電路由整流二極管和濾波電容構成[4]。根據計算分析整流二極管可以選用的型號為SB150。另外兩路輸出及偏執繞組的二極管分別為：12 V均選用肖特基整流SB180，偏置繞組選用超快恢復二極管MUR110。

對輸出濾波電容的選擇來說，紋波電流和ESR（等效串聯阻抗）是它的2個重要參數。在保證控制環路的帶寬足夠的前提下，應選擇耐壓值高和容值低的濾波電容。本電源的輸出濾波電容選擇為：5 V輸出選擇為680 uF／35 V低ESR電容，12 V選擇為330 uF／35 V低ESR電容。若濾波效果不理想，可以在下級再串聯一個L、C濾波環節，這里叫做后級濾波環節。根據經驗，L取2.2～10 uH，電容推薦選擇120 uF／35 V低ESR電容。

圖1 本設計總電氣原理圖Fig.1 This total electrical design diagram

6 反饋環路的設計

開關電源依靠反饋控制環路來保證在不同的負載情況下得到所需的電流電壓。本設計采用穩壓器TL431與光耦PC817A組合的環路動態電流控制補償電路[5]。

7 樣機組裝與調試

本設計最終電氣原理圖如圖1所示。根據電氣原理圖進行前期的軟件仿真分析驗證，之后就要進行設計樣機的組裝和調試[6]。組裝電路時注意電路板的規劃和元器件的選取，安裝設計要求來布局布線，并盡量選取和計算結果貼近的元器件。最終對完成組裝的樣機進行先期的調試驗證及各個元器件的失效性分析，最終方可用于實際的使用。本開關電源裝置是為課題組某嵌入式系統提供的穩定的三路直輸出流電源。最終通過示波器驗證輸出穩定，可用于實際課題實驗中。示波器驗證輸出波形如圖2所示：其中波形圖上下分別代表5 V和12 V輸出，經分析基本符合設計輸出和紋波等要求。

圖2 樣機輸出測試波形圖Fig.2 Waveforms figure of prototype output test

8 結束語

文中主要分析與設計了一款單端反激式開關電源，重點其前級整流濾波、鉗位電路及高頻變壓器的設計進行詳細理論分析，最后對樣機進行組裝和調試，希望通過本文對設計者有一定啟發和示范作用。

[1]Power Integration.INC Flyback Design Methodology Appli-cation Note AN-16[S].16-22.

[2]馬瑞卿，任先進.一種基于ToP224Y的單片開關電源設計[J].計算機測量與技術，2007（15）：236-237.

MA Rui-qing，REN Xian-jin.Design of single chip switching power supply based on TOP224Y[J].Computer Measurement and Technology，2007（15）：236-237.

[3]Power Integration.INC TOPSwitch-GX family extended power design flexible[J].Intergrated Off-line Switcher，3-11.

[4]楊旭，裴云慶，王兆安.開關電源技術[M].北京：機械工業出版社，2004.

[5]續明進.一種多輸出開關電源的設計[J].北京印刷學院學報，2009（8）：49-50.

XU Ming-jin.The design of a multiplex output of pulse switch power[J].Journal of Beijing Institute of Graphic Communication，2009（8）：49-50.

[6]劉鳳君.現代高頻開關電源技術及應用[M].北京：電子工業出版社，2008.