單相整流／逆變H橋剖析及仿真研究

陳賢明，呂宏水，劉國華

（國網電力科學研究院，江蘇南京210003）

1 前言

近年來，由于二氧化碳等溫室氣體的排放，導致世界氣候日益惡化，節能減排已是迫在眉睫的要務。除了工業中大量消耗電能外，各種家用電器，也大量消耗電能，也有著節能的潛力。通常家用電器都是使用單相電源，為節電家用電冰箱、空調等己多采用變頻技術，因此單相整流器和單相逆變器有著廣泛的用途。過去整流和逆變常用半控的晶閘管器件裝置，它們往往會帶來功率因數變差和電流波形畸變的電網污染等問題。近年來采用導通、關斷可控的全控型電力電子器件（以后簡稱T管），如IGBT及脈寬調制PWM的方法，整流時，可得到功率因數校正（Power Factor Correction，PFC）的效果，即網側功率因數接近1，電流波形接近正弦；逆變時，負荷側電流正弦，如負荷側并網，功率因數接近1。

為此，本文針對整流和逆變的能量雙向流動單相H型橋進行了PWM控制原理的研究，比較了單、雙極性調制的優缺點。H橋工作在整流時，要求實現功率因數校正PFC功能，工作在逆變時，要輸出電流正弦、（并網）功率因數接近1，這是比較理想的。在上述研究的基礎上，對H橋在整流和逆變下的PWM用單周控制（One Cycle Control，OCC）進行了仿真，證明了在單極性PWM下H橋的兩只上臂（或下臂）用T管，如IGBT等，另兩只有可能用半控型開關元件，如晶閘管，就可滿足上述要求，從而減少開關損耗、降低成本。

2 單相整流／逆變H橋機理研究

圖1所示表示了單相整流／逆變H橋，它由上、下 各兩臂T管T1-T4、二極管（D1-D4），電感L和單相交流電源u及直流側電容器C組成。逆變時PWM可分為兩大類，即單極性PWM和雙極性PWM。

圖1 單相整流／逆變H型橋

圖2 H橋單極性PWM逆變輸出交流電壓（A）和直流側電流（B）典型波形

2.1 單極性PWM逆變控制

圖2所示為H橋單極PWM逆變典型輸出交流電壓，和直流側電流的波形。

分析單相H橋的單極性PWM工作情況。交流電壓u在正半波情況下與直流側電容電壓Uc有如圖3所示的一般關系。

圖3交流正半波u和Uc

圖3分成三個時區，其中a、c時區u小于電容器電壓Uc為逆變區，而在b時區u大于電容器電壓Uc為整流區，現進行如下分析。

（1）a、c時區 u＜Uc逆變

① 當無驅動信號 T1、T2、T3、T4，不通。

因 Uc＞u，D1-D4也不通。H橋不工作，C不放電。

② 當 T2、T3，不通。

當T1作PWM控制，T4導通；

或當T4作PWM控制，T1導通，分別如圖4的A、B部分所示。

電容器C放電路徑：C+→T1→L→u+，u→T4→C-反向放電到u，從電容器C看放電路徑，組成了dc-dc Buck電路［3]，如圖4所示。應指出在PWM控制下電容器C是斷續放電的，上述兩類PWM控制是完全等效的，注意在T1、T4的PWM關斷時，加于u端的電壓是0（正向單極性）。

③ 當 T1，T4，不通。

圖4 T1或T4作PWM控制下電容器C放電的Buck電路

當T2導通，T3作PWM控制；

或當T3導通，T2作PWM控制。分別如圖5的A、B部分所示。

圖5 T2或T3作PWM控制下電容器C放電的Buck電路

電容器 C 放電路徑：C+→T2→u-，u+→L→T3→C-正向放電到u，從電容器C看，放電路徑組成了dc-dc Buck電路，如圖5所示，應指出在PWM控制下電容器C是斷續放電的上述兩類PWM控制是完全等效的，注意在T3，T2的PWM關斷時，加于u端的電壓是0（負向單極性）。

（2）b時區 u＞Uc整流

① 當無驅動信號，T1、T2、T3、T4，不通。

因u＞Uc，D1、D4自然導通。交流電源u向C充電，路徑為：u+→L→D1→C→D4→u-

② 因D1、D4導通，T1、T4不可能導通

當T3作PWM控制，T2不導通；

或當T2作PWM控制，T3不導通。分別如圖6的A、B部分所示。

用PWM來控制電容器C的斷續充電。T2或T3作PWM導通時，加于C的電壓為零。

從交流電源向電容器C看，充電路徑組成了dc-dc Boost電路，如圖6所示。應指出在PWM控制下電容器C是斷續充電的，圖6A，6B兩類PWM控制是完全等效的。

圖6 T2，或T3作PWM控制電容器C充電的Boost電路

實際上為保證H橋逆變工作正常，圖1中的電容器C的電壓Uc必須始終大于電網電壓u的幅值，亦即圖3中的b時區不存在，但在H橋整流工作時，如Boost電路中的升壓電感L＝0，則電容器C的充電電壓Uc的最大值是電網電壓u的幅值，當L不為零組成Boost電路，Uc的最大值將超過該值，并取決于L的大小和PWM控制中的開關周期中的導通時間的占空比。

在交流電壓u負半波情況下，H橋工作在逆變時，圖4、圖5仍適用。有關結論仍正確。則在整流情況下，當電網電壓u的幅值

當 T1、T2、T3、T4，不通。D2、D3 自然導通交流電源對C充電路徑：u+→D2→C+→C→D3→L→u-。

因D2、D3導通 ，T2、T3不可能導通。

當T4作PWM控制，T1不導通；

或當T1作PWM控制，T4不導通，分別如圖7的A、B部分所示。

用PWM來控制電容器C的斷續充電。從交流電源向電容器C看，充電路徑組成了dc-dc Boost電路，如圖7所示。應指出在PWM控制下電容器C是斷續充電的，上述兩類PWM控制是完全等效的圖4至圖7中的兩類PWM和dc-dc轉換電路（A），（B）都是等效的，在其中每個圖任選一種結構，便可以完成H橋的逆變和整流運行。例如在圖4-7 中可分別選 T1、T2、T2、T1 作 PWM 控制?；騎4、T3、T3、T4 作 PWM 控制。

圖7 T1，或T4作PWM控制下電容器C充電的Boost電路

由此看出用H橋完成單相整流和逆變雙向運行的情況，用單極性PWM時，只要上臂或下臂兩只開關元件作PWM控制，同時另外兩只元件在逆變下輪流保持導通，或整流下保持斷開。由此可推斷它們可能用半控開關元件、晶閘管代替。有利于降低成本和開關損耗。

2.2 雙極性PWM逆變控制

圖8所示為單相H橋雙極性PWM逆變輸出交流電壓，和直流側電流的典型波形?，F在來分析單相H橋的雙極性PWM逆變工作情況。假定直流側電容器C電壓Uc大于交流電源u，如圖3上的a，c時區，D1-D4不導通。

圖8 H橋逆變雙極性PWM輸出交流電壓（A）和直流側電流（B）典型波形

當 T1，T4 同時作 PWM 導通，T2，T3 關斷，電容器 C 沿圖 9A路徑：C+→T1→L→u+，u→T4→C-放電。加于交流側的為+Uc，當T1，T4同時關斷時，由于電感L的電流不能立即為零，這時迫使電流走圖 9B 的路徑：u→D2→C+→C-→D3→L→u+流入電容器的電流反向，向電容器充電，所以造成雙極型PWM時，直流側電流為雙向，并且可看出這時加于交流側的為-Uc，這就是構成圖8波形的原因。

圖9 雙極型PWM控制下，T1，T4導通時，電流途徑

當 T2、T3 同時作 PWM 導通，T1，T4 關斷，則電容器 C沿圖 10A 路徑：C+→T2→u-，u+→L→T3→C-放電。加于交流側的為-Uc，當T2，T3同時關斷時，由于電感L的電流不能立即為零，這時迫使電流走圖10B的路徑：u+→L→D1→C+→C-→D4→u-使電容器C充電，可以看出流入電容器C的電流是雙向的。而這時加于交流電源側的為+Uc。

圖10 雙極型PWM控制下，T1，T4導通時，電流途徑

圖8 A為逆變器50Hz的一個周波交流電壓波形，圖8B為對應二個周波的直流測電容器電流。為清楚起見，圖 11 將圖 8 的 t＝0.005″和 t＝0.015″處的波形展開，可知當 t＝0.005″時對應著工頻 50Hz交流電壓的正幅值，而T＝0.015″時對應著負幅值。

圖 11 圖 8 波形在 t＝0.005”和 t＝0.015”處的展開

從圖11可看出，二種情況下直流電流i雖雙向變化，其平均顯然為正。而交流電壓u雖正、負向變化，但左圖平均值為正，右圖平均值為負是很明顯的。

3 H橋單極性和雙極性PWM逆變控制的比較

（1）對整流情況只有單極性PWM。能用于控制實現負載功率因數校正（PFC）。

（2）對逆變而言可以用單極性或雙極性PWM來調制。

對雙極性言H橋上、下四臂全控型元件T1－T4不能少，并且兩兩輪流作PWM控制，其驅動電路和驅動信號波形如圖12所示，T1、T4共用同一驅動信號，T2、T3共用另一組驅動信號。

圖12 雙極性PWM的驅動電路和波形

對單極性言，可只對上臂（或下臂）的全控型元件T1，T2（或T3，T4）作PWM控制，對余下的 T管只要求保持導通，其驅動電路和驅動信號波形如圖13所示。

（3）單極性PWM下工作時T管的開關損耗，應不大于雙極性PWM工作時。

（4）雙極性PWM控制用T管的di／dt和du／dt的要求，比單極性PWM控制的高。

（5）兩種情況下，逆變器輸出電壓基本相同。

初步結論：在單相H橋的整流和逆變工況下，單極性PWM控制優于雙極性PWM控制。

圖13 單極性PWM的驅動電路和波形

4 單周控制原理［4]

恒頻PWM開關單周控制（OCC）原理。

恒頻PWM開關單周控制Buck電路原理如圖14所示，假定開關SW以開關頻率fs＝1／Ts，開關函數

k（t）工作，式中Ton為每開關周期的導通時間，Ts為開關周期，占空比d是開關導通時間和開關周期的比，d＝Ton／Ts，它是由圖14上的參考信號Vref調制。由此可看出開關SW的輸入量x（t）和輸出量 y（t）的關系為：

開關SW一旦由時鐘脈沖clock通過RS觸發器Q端接通，積分器也開始工作，當積分值Vint大于比較器另一輸入Vref，RS觸發器復位，其Q端輸出變為“0”，開關 SW關斷，Q 端變“1”，積分器復位，一個開關周期結束，直到下一個時鐘脈沖來到。假設開關頻率遠大于輸入信號x（t）頻率，可認為在一個開關周期內 x（t）為常數，則 y（t）的平均值為：

單周控制的本質是通過控制占空比d（t），使得x（t）在每周期的導通時間Ton內的積分等于參考量Uref。

圖14 恒頻PWM開關單周控制Buck電路原理圖

5 單周控制單相H橋PWM控制的Matlab／Simulink 仿真［5-7]

為了進一步檢驗上述分析，采用恒頻的單周控制產生T管驅動PWM信號。

5.1 逆變控制的仿真

圖15單相H橋PWM逆變控制的Simulink仿真結構

圖15 所示是單相H橋PWM逆變控制的Simulink仿真結構圖。為簡單起見，直流側電容用直流電源，交流側電源用電阻R代替，圖中Logic Cntl模塊和圖12、圖13上部結構相同。圖16是單周控制仿真模塊OCC的展開，其積分器1／S輸入被控量是逆變器的輸出電流I，它跟蹤正弦電壓參考值Vref，注意這里積分值和參考值均采用絕對值，是因為比較器Compa只能作單方向比較。當積分值大于參考值，比較器輸出翻轉，復位RS觸發器，其 Q 端變“0”，關斷 T管，而其 Q 端由“0”變“1”，通過switch將積分值清零，直到下一時鐘信號clk來到，重新接通T管，實現下一開關周期控制。

仿真實例參數：

直流側（電容器側）電源電壓為100Vdc；

電感器L＝3mH；負荷電阻R＝5Ω；

OCC 的時鐘 clk＝2400；參考值 Ref＝0.005；

Sine發生器 Sinωt，ω＝100π。

圖2和圖8分別為上例參數下的單極性（用圖13驅動）、雙極性（用圖12驅動）PWM逆變控制的仿真結果。

圖16 OCC模塊的展開

圖17所示為單極性（A）、（C）和雙極性（B）、（D）PWM逆變控制下的交流電壓、電流和電感器電壓UL波形。

圖 17 單極性（A）、（C）和雙極性（B）、（D）PWM逆變控制下的波形

從交流電壓、電流波形看，兩者相差不大，從電流有效值看單極性為12.87A，雙極性為11.16A。

5.2 整流控制仿真

整流控制輸出為直流，只存在單極性的PWM控制，目的是達到功率因數校正PFC的效果，即要求整流時交流側進線電流為正弦，功率因數接近1。

圖18所示為本仿真實例的結構圖，這里選用了上臂的T1、T2管作PWM控制，省去了下臂的T3、T4 管，假定交流電源 50Hz，幅值 100Vac，電感器L＝0.5mH，整流側濾波電容C＝1500微法，直流負荷R＝10 ohms并帶0.1H的大電感。

圖18 PWM控制的單相PFC整流電路仿真結構圖

圖19 PWM控制的單相PFC整流電路仿真結果

圖19 所示是PWM控制的單相PFC整流電路仿真結果。圖19（D）為T1、T2管的驅動PWM信號，圖19（A）為交流電源電壓和交流電流，除仿真開始有畸變外，穩定后電流接近正弦，功率因數接近1。圖19（B）的id是單相輸出斷續的直流電流，呈正弦半波狀，i為連續的負荷電流它同樣出現在圖19（C）中，這里的負荷直流電壓波動較大可能是與濾波電容器電容值不夠大，應當指出單相二極管H橋全波整流，在交流電壓幅值為100伏時直流負荷電壓不會超過100伏。這里由于交流電感器L形成的Boost電路效應的升壓作用超過100伏，還應指出這個電壓大小還受圖18中參考量Ref的調節，它相當于PWM的每個開關周期占空比的調節。

6 結論

本文對單相整流／逆變H橋在PWM控制下的工作原理進行了詳細分析，并利用了Matlab／Simulink軟件進行了仿真，得出了下述結果：

H橋在PWM逆變下，采用單極性調制較好，T管可有較小的開關損耗，并有可能采用兩只T管，兩只晶閘管，有利于降低成本。

比起單相半控或全控的晶閘管整流橋，在PWM控制下H橋能達到PFC的效果，不需補償無功和濾波器。

利用單周控制OCC可以簡化PWM控制電路，并因每個開關周期都控制，動態性能優良。

使用H橋是有缺點的，當PWM開關頻率高時，開關損耗變大，不適合在大功率電器上應用，如要用到大功率電器，理想情況是T管要配用軟開關的控制。

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