基于DSP組合式變頻器的設計

王小雙，趙 靜

（西安通信學院，陜西 西安710106）

0 引 言

目前航空變頻電源領域應用最廣泛的是基于交－直－交變換的通用變頻器和交－交變頻器。通用變頻器具有單向功率流、強迫換流和輸入功率因數低等缺點；交－交變頻器主要包括相控式和矩陣變頻器，這兩種變頻器雖然具有各自的優勢和特點，但是都存在各自的缺陷，如可靠性、體積和成本等［1］。本文采用基于DSP的數字化控制技術，通過將三相電壓型PWM整流器、高頻鏈逆變器和周波變流器級聯組合設計了一種新穎的航空變頻器，具有功率雙向流動、體積小和高可靠性等優點。

1 變換器的系統構成

本文采用的方案可簡化為“AC／DC—DC／AC—AC／AC”三級功率變換來實現變頻變壓。其中前級“AC／DC”采用三相PWM整流器代替傳統的相控整流器；后級“DC／AC－AC／AC”通過設置高頻鏈全橋逆變電路，實現了周波變換器的ZVS；采用DSP的SVPWM閉環控制，實現了變頻器兩級協調工作。

變換器主要由以下幾個部分構成：輸入整流及濾波器、逆變電路、高頻變壓器、周波變換器、輸出濾波電路。輔助電路包括：輔助電源、DSP控制電路、保護電路。電路結構如圖1所示。

圖1 系統總體結構圖

2 工作原理及工作過程

級聯組合式周波變換器共分三級功率AC／DC、DC／HFAC和HFAC／LFAC。功率主電路拓撲如圖2所示。

圖2 系統功率主電路

工作過程如下：三相市電經PWM整流器整流并實現網側單位功率因數校正；逆變橋通過高頻開關切換，將直流輸入電壓逆變成雙極性三態高頻交流脈沖電壓，進入高頻變壓器實現電氣隔離并將其調整至所需的電壓幅值，周波變換器通過工頻變換再將其變成工頻SVPWM波，最后經過輸出濾波電路形成純凈的正弦波。

DSP計算并輸出PWM整流器的開關控制信號和周波變換器的開關控制信號，經過驅動電路功率放大后驅動各個開關管，使之協調工作。DSP還實時采集、檢測輸出的電壓和電流，經過數字PID計算后不斷調整整流器的輸出電壓以及后級周波變換電路的占空比，在負載變動時仍能保證輸出穩定的電壓。

高頻逆變環節主電路采用全橋逆變和周波變換器級聯組合。在控制方式上，前級采用PWM控制技術產生三電平正負電壓脈沖波，其具有周期性的零電壓區間，為后級周波變換電路提供零電壓開關條件；后級周波變換電路采用基于SVPWM技術的PWM同步控制方式，通過DSP控制實現［2，3］。控制周波變流器的開關與高頻變壓器原邊電路同步工作，保證在零電壓條件下進行換流。

周波變換器的輸入電壓Uin以零電壓為基準，一個開關周期中的電壓分解為大于零的電壓U1和小于零的電壓U2兩個電壓。因此，周波變換器看作是兩個逆變器的反向連接，如圖3所示。

圖3 周波變換器的解耦電路結構

（1）在t0～t1時間段內，周波變換器的輸入為正電壓U1，此時，要想有能量傳遞，則必須有周波變換器向下導通的開關流通才可以。所以在這種狀態下，參加工作的開關管組成一個逆變器M1。

（2）在t2～t3時間段內，周波變換器的輸入為負電壓U2，此時，要想有能量傳遞，則必須有周波變換器向上導通的開關流通才可以。所以在這種狀態下，參加工作的開關管組成一個逆變器M2。

（3）在t1～t2和t3～t4時間段內，輸入為零，這個時間段為相間續流狀態。

對于周波變換器實際結構，輸入電壓不能被短路，輸出電壓不能突然開路。按此規則，主電路有12種工作狀態。工作狀態如表1所示。其中“＋1，＋2，＋3”，和“－1，－2，－3”六個狀態表示輸入電壓為正電壓，逆變器M1處于工作狀態，M2不工作。“＋4，＋5，＋6”和“－4，－5，－6”六種狀態表示輸入電壓為負電壓，逆變器M2處于工作狀態，M1不工作。每種工作狀態下的輸出電壓和電流基本量相等，其中，UCD表示后級周波變換器的輸入電壓，uAB，uBC，uCA分別表示三相輸出線電壓。

表1 主電路工作狀態表

基于以上的分析，在對電路進行調制和控制的時候，就可以在不同的工作狀態下，將周波變換器看作三相逆變器M1或M2進行分析，將周波變流器的設計間接轉化為普通的三相逆變器的設計。

3 系統控制電路設計

控制電路結構如圖4虛線部分所示。通過DSP對反饋的電流、電壓信號進行運算控制，輸出調制深度和PWM信號到CPLD，CPLD輸出相應的前后級觸發信號，再通過隔離與驅動電路輸出給整流電路、逆變器和周波變換器；過流、過壓保護電路給DSP提供保護信號，在出現過流、過壓的情況下封鎖觸發信號。

圖4 控制系統結構框圖

3.1 PWM整流器控制

電壓型PMM整流器設計具體包括交流輸入電感的選擇、輸出濾波電容、控制方法等［4］。

本文PWM整流器采用基于空間矢量控制策略。PWM整流器通過三相電流環運算獲得空間指令電壓矢量，然后通過空間電壓矢量的合成，使實際的空間電壓矢量逼近指令電壓矢量，以達到電流控制的目的［4］。

3.2 后級周波變換器同步控制

由于三相整流和三相周波變換器都是閉環負反饋系統，因此全橋高頻逆變器驅動波形可設定為一個簡單的輸出具有死區的方波脈沖。全橋方波的兩路驅動信號可采用T MS320LF240中T1和T2的內部定時器和比較器得到。

由全橋周波變換器的工作過程可知周波變換器的PWM信號正好和三相逆變器的SPWM信號相反。其設計思路是：先對經過周波變換器的兩個逆變器分別進行SPWM調制，然后對兩個逆變器的SPWM驅動信號進行邏輯組合，再將結合后的驅動信號作為雙向交流開關的驅動信號對周波變換器進行控制，如圖5所示。

圖5 周波變換器的信號產生波形

考慮到本系統前級三相整流電路所用的控制方法是基于SVPWM的PWM調制，因此后級三相全橋周波變換也可以應用這一控制方法，從而簡化控制系統軟件和硬件的設計。

4 變換器的實驗驗證

采用如上所述電路結構和控制策略，研制了三相航空交流電源原理樣機，輸入為交流380 V／50 Hz市電，輸出相電壓有效值為115 V，輸出頻率400 Hz。輸出功率為1 000 W。

整個變換器額定功率下阻性負載時三相輸入電壓波形如圖6（a）為三相輸出電壓波形；圖6（b）為A相在相同條件測得輸出電壓波形。

圖6 變換器三相輸出電壓波形（50 V／div，0.5 ms／div）

從圖6中可以看出，三相負載帶平衡阻性負載時，輸出電壓滿足幅值相等、相位互差120°的關系，輸出電壓波形質量較高，系統具有較高的動靜態性能。

5 結 論

本文研究了基于級聯組合的周波變換器的電路拓撲、相關技術，及其控制策略等問題。設計的航空變換器能使輸入功率因數達到0.9以上，輸出正弦波電壓。此外，還可以實現功率雙向流動，體積小、效率高，符合模塊化發展方向，具有較高的實用和參考價值。

［1］ 張崇巍，張 興.PWM整流器及其控制［M］.北京：機械工業出版社，2003.

［2］ 陳道煉.靜止變流器［M］.哈爾濱：哈爾濱工業大學出版社，2004.

［3］ 李建霞.單相／三相矩陣式高頻鏈逆變器數學模型和控制方法研究［D］.秦皇島：燕山大學碩士學位論文，2007.

［4］ 黃科元，賀益科.三相PWM整流器空間矢量控制的全數字實現［J］.電力電子技術，2003，37（3）：79－80.