地空通信調制解調關鍵技術分析

韓 冬，李志勇，張 琳

(中國電子科技集團電子第五十四研究所，河北石家莊 050081)

0 引言

目前國外空-空通信、空-地通信發展方向是探索將升空平臺作為網絡中的地區節點，主要是指利用飛機(包括有人駕駛飛機和無人機)、浮空平臺(包括飛艇、系留氣球等)等升空載體，搭載通信載荷，以更快的速度、更機動的方式形成升空節點或中繼通信平臺，提供通信中繼能力。例如:美軍的MPCDL、ACN、BACN、MP_CDL及“全球鷹”等通信系統。

地空通信為典型的低萊斯因子信道，低仰角區域因多徑傳輸而造成信號的嚴重衰落，同時地面、機體表面反射引起的多徑串擾也是制約高速數據傳輸的瓶頸;此時，如果伴隨飛行器高速運動而引入的信道時變和多譜勒頻移會使問題更加復雜。如何降低多徑情況對通信質量的影響、提高系統的傳輸可靠性是研究的努力方向。

1 自適應均衡技術

地空信道信息高速傳輸時，多徑展寬相對符號持續時間多在3倍以上，多徑引起的符號間的干擾將變得十分嚴重，會使系統引入不可減小誤碼;此外飛行器高速運動引起的信道時變以及多譜勒頻移，同樣對系統性能產生影響，嚴重時無法正常工作［4］。自適應均衡技術是一種比較理想的抑制碼間干擾、補償信道頻域選擇性衰落的措施［5］。

1.1 時域自適應均衡技術

目前國際上常用的自適應均衡器采用判決反饋均衡結構，使用的最佳算法為LMS算法。判決反饋均衡器結構對于信道存在深度頻譜衰落和大多普勒環境下的情況具有較好的均衡效果，而其性能優于線性均衡器接近于性能最優復雜度相當高的MLSE接收機。LMS算法的優勢在于它的簡易性和有效性，實際實現LMS算法時不需要求平方、平均或者微分計算，其每次權矢量更新需要2N(N為均衡器抽頭數目)次乘法［1］。

判決反饋均衡器(DFE)包括2部分:前向均衡器采用其加權系數自適應于信道狀態的抽頭延遲線濾波器實現，使多徑時延展寬的寬度減小，從而消除碼間干擾對檢測的影響;反向均衡器用另一個自適應抽頭延遲線濾波器實現，利用相加器輸出的取樣值，反饋回來消除過去判決的碼間干擾。除了克服多徑引起的碼間干擾外，自適應均衡器將每一多徑分量中所需要的信號能量進行相位校正和合并，使信噪比得到改善。

在符號檢測器中，數字信號首先進行過零判決，產生的判決輸出分為2路，一路送給差分解碼器完成解碼，另一路在判決指導模式中用來計算判決前后的差值，從而生成誤差信號，供前向和反向均衡器使用。

采用QPSK調制方式，信道衰落將不僅引起同路間的碼間串擾，還會引起異路間的正交串擾，因此均衡器也必須采用二維的正交結構。正交判決反饋均衡器采用復數抽頭，輸入信號和判決輸出均是正交的2路信號。正交判決反饋均衡器的結構如圖1所示。

圖1 正交判決反饋均衡器的結構

1.2 均衡器-解調器獨立設計

這種方案包括相干解調器和均衡器2個組件組成，2部分相互獨立，如圖2所示。其中的均衡器又包括一個線性均衡器LE和一個判決反饋均衡器DFE。LE和DFE都是整數抽頭間隔均衡器，因此相對于分數抽頭均衡器而言，LE和DFE使用較短的抽頭延遲線就可以均衡延遲時間較長的多徑干擾。該均衡器可用于糾正設備收發通道內的線性失真，對萊斯因子小于10 dB時的離散多徑信道也有比較好的均衡能力。當信道萊斯因子大于10 dB時，由于位定時和載波恢復機制獨立于均衡器，位定時和載波恢復首先破壞，最終導致均衡器失效。

圖2 均衡器–解調器獨立設計結構

1.3 均衡器–解調器聯合設計

由于地空通信信道多徑結構及持續時間快速變化，均衡器必須具備動態特征，即:快速的收斂時間和優良的跟蹤時變信道的能力。若采用常用均衡器往往載波和時鐘環路還未收斂，信道特征就發生了較大變化，將很難收斂。借鑒變參信道中時域均衡器結構，采用均衡器和解調器的聯合設計。圖3是均衡器-解調器聯合設計的解調器結構。

圖3 均衡器－解調器聯合設計結構

載波恢復工程上常用判決反饋Costas環。當收發頻差小于符號速率的1%時，載波恢復可簡單地看成載波相差恢復在解調器-均衡器設計時引入判決反饋Costas環，從均衡器輸出的軟信息中提取誤差信號后經鎖相環形成反饋控制均衡器輸入信號，合理調整環路參數，就能達到適應大頻偏同時適應動態多徑的效果［2］。

2 高效糾錯編碼技術

高速大容量機載通信要求能夠滿足高速數據傳輸的同時，保證信息傳輸的質量。采用高效糾錯編碼結合調制解調技術，提高通信靈敏度，進一步增加鏈路余量，提高傳播可靠度，同時對強多徑干擾下形成的不可減誤碼進行抑制。

LDPC具有編碼增益高、譯碼速度快的特點;且具有較大的靈活性和較低的差錯平底特性;描述簡單，對嚴格的理論分析具有可驗證性;譯碼復雜度低于Turbo碼，且可實現完全的并行操作，便于硬件實現;吞吐量大，極具高速譯碼;具有抗突發差錯的特性，不需要引入交織器，避免了可能帶來的時延。3/4碼率以下的LDPC的BER曲線與無編碼QPSK解調BER曲線的交匯點一般低于1×10-2，隨碼率降低甚至可低至1×10-1，因此，在惡劣的變參地空信道中LDPC展現出良好的應用前景，特別適合復雜電波傳播環境中的機載平臺數據通信。

這里LDPC碼采用(8176，6132)的 QC-LDPC碼，碼字用歐氏幾何法生成。其編碼矩陣E可以分為I和A兩部分，E=［I|A］，其中I為6132×6132的單位矩陣，A為準循環矩陣。A由12×4個511×511的子矩陣Bi，j構成，其中每個Bi，j都是循環矩陣［3］。

解碼矩陣D由12×16個511×511的子矩陣Δ φ Ui，j構成，其中每個都是置換矩陣。

由于矩陣A和矩陣D都是循環子陣或置換子陣，因此該碼的編解碼過程很容易在FPGA/ASIC中并行實現。

3 仿真及測試結果

3.1 均衡器－解調器聯合設計

同樣假定符號速率為20 Msps，LE長度為n=12，DFE長度為m=6，仿真均衡器在固定多徑干擾、有載波頻差Δf和位定時頻差Δf2時的性能，圖4是多徑時延功率譜。圖5是有頻偏校正的均衡器在 Δf=10 kHz，Δf2=10 ppm時眼圖的收斂過程以及抽頭系數(復數模值)的分布情況。

圖4 多徑時延功率譜

圖5 眼圖收斂過程和抽頭系數分布

由仿真可以得出［6］，當 Δf ＜10 kHz時，均衡器可以快速收斂，收斂過程差異不大;當Δf=50 kHz，均衡器也可收斂，但收斂較慢。一旦均衡器收斂，其系數與多徑結構有關，而與Δf、Δf2無關。

3.2 LDPC編碼

圖6是采用(8176，6132)的QC-LDPC碼在設備上的測試結果。

圖6 LDPC編碼誤碼性能曲線

經過實測，該碼字的誤碼平底至少在BER=10-9以下，其性能距離香農限不大于1.4 dB。由于編碼、解碼矩陣都為準循環矩陣，編解碼器可比較方便地在FPGA中實現，占用資源規模也很小。

4 結束語

主要分析了自適應衡器在地空通信中與解調器聯合設計原理和實現結構，以及LDPC編碼原理與實現方法;給出了均衡器–解調器聯合設計的解調器仿真數據及LDPC上機曲線。目前該2項技術已成功用于工程中，在抗動態多徑情況下較傳統的解調器在性能上有明顯優勢。

［1］FANG L，SAMUELI H.A 60-MBd，480-Mb/s，256QAM Decision-Feedback Equqlizer in 1.2 μm CMOS［J］.Ieee Journal of Solid-State Circuits，1993，28(3):330-338.

［2］王東，李志勇.地空大容量傳輸自適應均衡技術［J］.計算機與網絡，2009，35(8):49-53.

［3］李志勇，李文鐸.一種高速LDPC編譯碼器的設計與實現［J］.無線電工程，2009，39(7):17-19.

［4］王東，李志勇，白立鋒.地空信道特性研究［J］.無線電通信技術，2009，35(3):32-34.

［5］樊昌信.通信原理［M］.北京:國防工業出版社，2001.

［6］王立寧.Matlab與通信仿真［M］.北京:人民郵電出版社，1999.