多路水聲復合信號耦合網絡與高速雙向傳輸方法

牛奕龍，王英民，王奇，盧俊宏

(西北工業大學 航海學院，陜西 西安710072)

0 引言

20 世紀90 年代初，我國機載聲納在單芯同軸電纜傳輸多種聲納信號方面取得了突破，成為繼美、英、法等國之后，少數幾個掌握該技術的國家[1]。傳統多芯電纜外徑粗、自重大，限制了輕型反潛直升機聲納的工作深度(100 m 以內)，而潛艇下潛深度當時已達到500 ～1 000 m，嚴重影響了航空聲納的反潛能力。

隨著航空聲納技術的不斷發展，西方國家率先采用了單芯同軸電纜，以減輕電纜的體積和重量。英國PMS－122、法國HS－12、美國AN/AQS 系列聲納，以及美、法聯合研制的FLASH 聲納等均相繼采用了高強度單芯電纜傳輸體制。然而，以低頻擴展陣和大范圍吊放深度為設計趨勢的現代航空吊放聲納，對信號傳輸系統也提出了極高要求，需在干、濕兩端間同時高速傳送多路聲與傳感器信號(上傳至機載設備)、控制命令(下傳至水下載體)、高壓大功率電脈沖(下傳至水下載體)和高壓直流電(為水下載體 供 電)。為 此，趙 俊 渭 等[2]提 出 了 一 種130 dB 動態范圍的高速大容量數據傳輸系統方案，可同時雙向傳輸多通道聲數據、輔助傳感器數據、水下擴展陣狀態信息、水下載體工作參數、高壓電脈沖(5 000 V/1A)和直流電源(150 V/2A).楊曉東等[3－4]采用模擬濾波耦合網絡，以頻分的方式將高低壓復合信號分開，同時研究了數據幀的編解碼和同步控制技術。

趙俊渭等[5]提出了一種全數字化的單芯同軸電纜雙向多路傳輸方法。該方法仍然采用時頻混合式復合信號傳輸原理，高低壓信號采用頻域濾波網絡分離，同時水下斷電時發射高壓電脈沖，供電時進行時分復用雙向傳輸。然而，一方面頻分耦合網絡電路對電容、電感、高頻耦合線圈等分立元件的可靠性要求較高，同時也無法徹底隔離高低壓信號，導致強弱信號間存在干擾;另一方面，傳輸采用了最佳數字載波的2PSK 系統，但由于解調和載波恢復技術復雜，導致傳輸存在不穩定因素。劉敬彪等[6－8]也在類似方向進行了一系列深入研究，于深海科學考察領域取得了較好的應用效果。但從文獻看，研究未涉及高壓電脈沖信號的傳輸。

針對上述問題，本文提出了一種可靠性更高的復合信號傳輸的保護式繼電器耦合網絡及數據雙向傳輸方法。該方法不僅利用高壓繼電器徹底隔離了強弱信號的傳輸，而且采用保護式繼電器接法大幅降低了繼電器故障帶來的不穩定因素，同時巧妙地利用電纜中直流電的有無，控制水下處于發射狀態還是傳輸信號狀態。數據傳輸時，則采用Manchester 編解碼和同步控制技術。最終，理論分析和實驗結果均驗證了新方法的優越性。

1 水聲復合信號傳輸模型

吊放電纜采用的是單芯同軸電纜，傳輸時，通過該電纜(特征阻抗75 Ω，長度大于400 m)上傳水下體積陣接收的多路聲信號(數據率大于3 Mbps)和各種輔助傳感器數據(壓力、溫度、地磁、傾斜、漏水等)，又要把機載發射機送來的高壓大功率電脈沖(音頻信號，幅度大于5 000 Vp－p)饋送到水下發射換能器，同時將控制水下基陣收擴狀態和前放增益控制等的工作命令、水下電路所需直流電送入水下探頭。相關模型框架及傳輸原則，文獻[1 －5]中已有詳細闡述，其中解決復合信號傳輸的關鍵問題是如何設計數據耦合網絡和編解碼方案，使多種信號能夠按照一定的規則和時序可靠傳輸。

2 數據耦合網絡

水下聲數據、直流電源、控制命令和高壓發射電脈沖之間的隔離，通過數據耦合網絡來完成，其在傳輸電纜的干、濕兩端各有一組。傳統的數據耦合器采用一組無源濾波網絡，從頻譜上將上述幾種信號分開，其原理詳見文獻[3 －4].然而，由于該傳統濾波網絡是無源的，因此對于耦合電路中的耦合線圈、電容和電感的參數值選擇非常敏感，不僅電感量和電容量需進行模擬計算和實驗調試兩個步驟來最終確定，而且對器件本身的選擇也極為苛刻(需耐高壓、高頻變壓器線圈繞制過程復雜等)[6]。此外，這種多個無源濾波器組成的耦合方式不僅電路規模較大，且無法實現真正意義上的強弱信號隔離，存在高壓串漏，高壓信號有可能因為濾波電路的截止性能不佳或濾波器件的損壞而破壞弱電電路，增加了傳輸的不穩定因素。為此，本文提出了一種新的保護式繼電器耦合網絡，利用高壓繼電器的組合，不僅徹底隔離了強弱信號，還降低了繼電器長期高壓快速切換工作時的故障幾率，大大簡化了傳輸兩端的電路復雜度，其原理框圖如圖1 所示。

圖1 繼電器耦合網絡原理框圖Fig.1 The principle diagram of the relay coupled network

圖1中①端(機載接收端)和②端(水下載體端)的具體信號耦合傳輸過程為:當①端的高壓繼電器一的輸入端1 和公共端3 連通時，為數據發送和命令接收所在端供電，此時同軸電纜中傳輸各種數據及直流電，②端兩高壓繼電器的線圈受直流控制，將通路切換至數據發送和命令接收單元以及直流供電模塊，即高壓繼電器二的1 端和2 端連通;當①端的高壓繼電器一的輸入端2 和公共端3 連通時，數據發送和命令接收所在端無直流，則②端所有高壓繼電器不動作，高壓繼電器二的公共端1 和輸出端3 連通，將①端送來的高壓低頻交流信號經調諧后加至負載端(發射換能器)。這樣，高低壓信號的傳輸就得到了徹底隔離。

數據發送和命令接收所在端(②端)的高壓繼電器二采用保護式繼電器接法，以提高高低壓回路隔離的可靠性，即高低壓回路間至少存在兩組串聯的繼電器切刀，可采用兩個雙刀單擲繼電器串聯的接法，如圖2 所示。兩組切刀的串聯，可大幅降低繼電器因其中某個切刀觸點故障而無法切換時，高壓信號沖擊低壓回路的概率。同時，在該保護式繼電器電路失效的情況下，為了確保高壓信號不會破壞數據發送和命令接收單元，在②端的耦合變壓器后端又采用高壓繼電器三進行二次保護。

圖2 保護式繼電器接法Fig.2 The protective schematic diagram of relays

3 雙向傳輸體制

數據傳輸系統原理框圖如圖3 所示。采樣周期為100 μs(采樣頻率10 kHz)，上傳數據與下傳命令之間的保護間隔為4 μs.同步頭采用13 位巴克碼，為了方便解調程序處理，巴克碼前端設置三位標志位(也可作為預留位)，共16 位作為數據幀的同步字，時分多路數據幀格式與文獻[5]相同，不再贅述。多路水聽器信號和輔助傳感器信號(包括溫度、壓力、地磁和水下分機狀態)分別經過多路開關，先變成串行數字信號，并采用基帶Manchester 碼編碼，之后送往干端。干端下傳控制命令同樣采用Manchester 碼調制，由時分多路選擇開關控制，與聲數據實現分時傳送(下傳)。為了提高其可靠性，每幀僅傳輸命令數據中的一位。由于下發命令長度短，以一個半字長的高電平(非Manchester 碼編碼)表示發送開始，一個字長的高電平表示發送結束。

在Manchester 碼中，每一位的中間有一個跳變，位中間的跳變既作時鐘信號，又作數據信號;從高到低跳變表示“0”，從低到高跳變表示“1”.從Manchester 碼的特點可以看出Manchester 碼是一種自同步碼，并且沒有直流分量，因此抗干擾能力強，而且Manchester 碼本身含有時鐘信息，位同步十分方便，缺點是編碼后每一個碼元都被調成兩個電平，所以實際數據傳輸速率只有理論速率的1/2.編解碼在CPLD 器件中完成，選擇Altera 公司的MAX7000 系列的EPM7128AETC100－10.該系列CPLD 具有2 500 個可用門，內部具有128 個宏單元，最多可用I/O 引腳100 個，時鐘最高可達192.3 MHz，使用3.3 V 電壓供電。

圖3 數據傳輸系統原理框圖Fig.3 The principle diagram of the data transmission system

3.1 編碼器設計

編碼端CPLD 內部原理如圖4 所示。根據Manchester 碼的特點，常規設計方法是將NRZ 碼和時鐘信號相異或進行編碼，這種方法的缺點是在數據的跳變沿會產生毛刺。設計中采用如下編碼方式:選用二倍頻于數據傳輸速率的時鐘，當時鐘個數是奇數時:Manchester 碼等于NRZ 碼;當時鐘個數是偶數時，Manchester 碼等于NRZ 碼取反。這種編碼方式簡單易行且解決了常規通過異或方式編碼產生的毛刺現象。

圖4 編碼端CPLD 功能框圖Fig.4 The functional diagram of CPLD at the coding end

3.2 解碼器設計

解碼端CPLD 原理如圖5 所示。CPLD 內部包括4 個模塊:同步頭檢測器、同步時鐘提取器、解碼判決器和計數器。同步頭檢測器不斷對接收到的數據進行檢測。當檢測到同步頭后，向其他3 個模塊發送使能信號，控制它們開始工作，并將去掉同步頭后的標準Manchester 碼發送給判決器，由判決器解碼。時鐘提取器即是從Manchester 碼中提取出同步時鐘。每個Manchester 碼元中間都有一次跳變，時鐘提取電路提取出跳變信息，以此恢復位同步時鐘。判決器是解碼的核心部分，采用16 倍頻于傳輸速率的時鐘作為解碼時鐘。計數器的時鐘是從Manchester 碼中恢復出的同步時鐘，用于記錄解碼位數，當一幀數據解碼完成，產生解碼完成信號，可用該信號通知外部處理單元對解碼后的信號進行讀取。編解碼及同步控制問題，文獻[3 －4]有詳細描述，不再贅述。

圖5 解碼端CPLD 功能框圖Fig.5 Functional diagram of CPLD at the decoding end

3.3 雙向傳輸原理

單向傳輸由于不涉及傳輸信道的分時復用，因此只需設定通信的同步頭，無論接收或者發送端上電順序如何，程序總會在檢測到同步頭時正確運行，即使存在誤碼率也能很快糾正。但雙向的半雙工通信需要對信道分時復用，因此存在上電順序問題和同步頭的誤碼問題。分時復用最簡單的實現方式為:系統上電時，機載接收端(稱為A 端)處于接收狀態，水下載體端(稱為B 端)處于發送狀態，首先B 端向A 端發送一幀數據DATA，當A 端接收完一幀數據并向B 端發送一幀命令CMD 后，接著B 端檢測到命令后才繼續向A 端發送第二幀數據。

然而，這種方式存在的主要問題之一是，系統剛運行時無法保證A 端和B 端同時上電，實際上即使采用同一電源供電，由于電容、電源芯片等器件差異，也無法保證二者會在同一時刻上電。因此，這種方式的傳輸可靠性很差。第二個問題是當一幀數據或命令傳輸出錯時，傳輸過程就會中斷，由于傳輸過程不可能無誤碼，因此當出現誤碼時整個傳輸會被中斷。為了解決分時復用中的這兩個問題，采用了定時發送的方式，其工作流程圖如圖6 所示。

水下載體B 端上電后就開始向機載接收A 端上傳一幀數據，當上傳完成時，B 端切換到接收狀態，準備接收A 端下傳的命令，同時B 端開始計時50 μs(以有效位速率3.6 Mbit/s 計算，傳輸完一幀數據或命令最多僅需要40 μs)，等待A 端下傳命令。無論B 端是否收到命令，當50 μs 結束時B 端必須自動切換成發送狀態，向A 端上傳第二幀數據。而A 端只有接收完B 端上傳的一幀數據后才向B 端下傳命令，同時也定時50 μs 并向B 端下傳一幀命令，無論A 端下傳命令是否結束，當50 μs 時間結束時A 端必須轉換為接收狀態，理論上B 端的50 μs 定時完全可以省略，但此定時器可提高程序的穩健性。

圖6 雙向傳輸流程圖Fig.6 The flow chart of the bidirectional transmission

4 系統誤碼率分析計算

以雙極性不歸零的Manchester 碼為例，僅考慮加性高斯白噪聲影響并假設“0”和“1”碼元序列統計獨立時，其誤碼率計算公式[3]為

理論上而言，在一定條件下系統的誤碼率將只與信噪比有關。與最佳載波傳輸系統2PSK 相比[5]，Manchester 碼的理論誤碼率計算公式與前者完全相同，因此兩者的理論傳輸性能是一致的。設信噪比為15 dB，可得ε=A2Tb/n0≈31.4，代入(1)式可得Manchester 碼傳輸的理論誤碼率為

5 傳輸誤碼實驗

為了驗證本文方法的雙向傳輸可靠性，利用500 m 同軸電纜進行了系統誤碼率的實驗測試，傳輸數據時長900 s，實驗中記錄的數據如表1 所示。半雙工通信中有3 種同步頭:Manchester 碼同步頭，聲數據同步頭和下傳控制命令同步頭。實驗過程中并未記錄同步頭的數量，表1 中的收發數據量或收發命令量均只是有效的數據和命令個數。

從表1 可以看出，無論是上傳數據還是下傳命令時，A、B 兩端均完全接收到發送方的碼元，且900 s內只出現2 bit 錯誤數據，使得誤碼率(BER)達到2/102 037 500≈1.96 ×10－8.其中，單向傳輸有效數據位速率為102 037 500×16÷ 900=1.814 Mbit/s，雙向傳輸有效數據位速率達到102 037 500 × 16 ÷900 ×2 =3.628 Mbit/s.根據Manchester 碼的特點，實際傳輸的數據率應為3.628 × 2 =7.256 Mbit/s.實驗時，上傳聲數據和下傳控制命令的數據量完全相同，需進行收發快速切換。實際當中，上傳的聲數據量要遠遠高于下傳的控制命令，降低切換頻率后數據率將更高。

表1 傳輸數據及誤碼率Tab.1 Transmitted data and BER

6 結論

1)本文提出的多路水聲復合信號傳輸耦合網絡，簡化了電路的復雜度，實現了高低壓回路的完全隔離，同時繼電器保護措施也提高了耦合網絡工作的可靠性。

2)Manchester 碼高速雙向傳輸體制的理論及實測誤碼率均達到10－8，若考慮其他因素，實際誤碼率將不低于10－7，目前已在實際工程中得到良好應用。

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