基于頻分復(fù)用技術(shù)的雙線性調(diào)頻準(zhǔn)連續(xù)波研究

摘 要： 為了解決脈沖雷達(dá)的探測(cè)距離與距離分辨率的矛盾，發(fā)射擁有大時(shí)寬帶寬積的線性調(diào)頻信號(hào)，使雷達(dá)既有較大的探測(cè)距離，又有很高的距離分辨率。由于收發(fā)開關(guān)的轉(zhuǎn)換，寬的線性調(diào)頻信號(hào)會(huì)造成近距離盲區(qū)，傳統(tǒng)解決方式是分時(shí)發(fā)射一長(zhǎng)一短兩個(gè)信號(hào)，但會(huì)造成數(shù)據(jù)率降低。這里提出一種基于頻分復(fù)用技術(shù)的雙線性調(diào)頻信號(hào)，在近程接收短脈沖，彌補(bǔ)寬線性調(diào)頻信號(hào)的不足，通過仿真，這種信號(hào)既能保證雷達(dá)無(wú)論目標(biāo)距離遠(yuǎn)近都有較高的分辨率，又可以消除近程盲區(qū)。

關(guān)鍵詞： 線性調(diào)頻信號(hào)； 近距離盲區(qū)； 距離分辨率； 頻分復(fù)用

中圖分類號(hào)： TN957.51?34 文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼： A 文章編號(hào)： 1004?373X（2013）11?0008?04

0 引 言

現(xiàn)代雷達(dá)信號(hào)處理常用的脈沖壓縮信號(hào)主要有相位編碼連續(xù)波信號(hào)、線性調(diào)頻（LFM）信號(hào)、非線性調(diào)頻信號(hào)等幾類。其中線性調(diào)頻信號(hào)是多普勒頻移相對(duì)不敏感信號(hào)，測(cè)距精度高，有較強(qiáng)的雜波抑制能力和抗干擾能力，而且線性調(diào)頻信號(hào)的產(chǎn)生和處理比較容易，因而在雷達(dá)中廣泛應(yīng)用[1]。

脈沖體制雷達(dá)收發(fā)隔離，發(fā)射功率大，探測(cè)距離遠(yuǎn)，但易于被敵方截獲且存在近程盲區(qū)；連續(xù)波體制雷達(dá)通過測(cè)量發(fā)射信號(hào)和接收信號(hào)之間的瞬時(shí)頻差來確定目標(biāo)的距離和徑向速度，可以消除脈沖雷達(dá)的近距離盲區(qū)，但它難以實(shí)現(xiàn)發(fā)射機(jī)和接收機(jī)的有效隔離。準(zhǔn)連續(xù)波體制雷達(dá)結(jié)合了連續(xù)波雷達(dá)與脈沖雷達(dá)兩者的優(yōu)點(diǎn)，它的發(fā)射脈沖占空比近似為0.5，與脈沖體制相比，準(zhǔn)連續(xù)波體制具有更低的峰值功率，降低了對(duì)固態(tài)發(fā)射機(jī)的功率要求，具有良好的低截獲性[2?4]，與連續(xù)波體制相比，又具有收發(fā)時(shí)間隔離的優(yōu)點(diǎn)。

準(zhǔn)連續(xù)波雷達(dá)收發(fā)共用一個(gè)天線，發(fā)時(shí)不收，收時(shí)不發(fā)，避免了連續(xù)波雷達(dá)的泄露問題，但是高占空比的發(fā)射信號(hào)不可避免地會(huì)帶來近距離盲區(qū)。由于回波信號(hào)被截?cái)啵揪哂辛己妹}沖壓縮性能的發(fā)射信號(hào)在接收端進(jìn)行脈壓處理時(shí)主瓣峰值下降，旁瓣抬高，主旁瓣比迅速下降。這對(duì)目標(biāo)檢測(cè)非常不利[4]。

本文在充分研究線性調(diào)頻信號(hào)傳統(tǒng)優(yōu)勢(shì)的基礎(chǔ)上，針對(duì)準(zhǔn)連續(xù)波雷達(dá)體制，設(shè)計(jì)了一種基于頻分復(fù)用技術(shù)的雙線性調(diào)頻信號(hào)，有效解決了雷達(dá)回波的距離遮擋問題。

1 線性調(diào)頻信號(hào)

脈沖壓縮雷達(dá)能同時(shí)提高雷達(dá)的作用距離和距離分辨率。這種體制采用寬脈沖發(fā)射以提高發(fā)射的平均功率，保證足夠大的作用距離；而接收時(shí)采用相應(yīng)的脈沖壓縮算法獲得窄脈沖，以提高距離分辨率，較好解決了雷達(dá)作用距離與距離分辨率之間的矛盾。

脈沖壓縮雷達(dá)最常見的調(diào)制信號(hào)是線性調(diào)頻信號(hào)，它有較大的時(shí)寬帶寬積，接收時(shí)采用匹配濾波器壓縮脈沖。

LFM信號(hào)的數(shù)學(xué)表達(dá)式為：

[s（t）=recttTej2πfct+K2t2] （1）

式中：[fc]為載波頻率；[recttT]為矩形信號(hào)。

[recttT=1， tT≤120， 其他] （2）

其中[K=BT]是調(diào)頻斜率，于是信號(hào)的瞬時(shí)頻率為[fc+Kt，-T2≤t≤T2]，調(diào)頻帶寬[B=KT]，時(shí)寬帶寬積為[D=BT=KT2]，[D]也被稱為壓縮比，當(dāng)[fc=0]時(shí)為零中頻LFM信號(hào)。

脈沖壓縮過程是接收信號(hào)與發(fā)射波形的復(fù)共軛之間的互相關(guān)，在時(shí)域?qū)崿F(xiàn)時(shí)，等效于求接收信號(hào)與發(fā)射信號(hào)復(fù)共軛的卷積，在頻域?qū)崿F(xiàn)時(shí)，是接收信號(hào)的FFT值與發(fā)射波形的FFT值的復(fù)共軛相乘，然后再變換到時(shí)域獲得的[5]。假設(shè)零中頻信號(hào)的脈沖寬度為10 μs，帶寬為5 MHz，此零中頻信號(hào)的時(shí)域圖及其脈壓效果圖如圖1所示。

圖1 線性調(diào)頻信號(hào)時(shí)域及其加窗脈壓效果圖

2 準(zhǔn)連續(xù)波體制雷達(dá)的回波遮擋問題

2.1 準(zhǔn)連續(xù)波體制雷達(dá)的各個(gè)回波遮擋情況。

假設(shè)光速為c，脈沖寬度為[Tr]，脈沖重復(fù)周期為[T]，對(duì)于準(zhǔn)連續(xù)波體制雷達(dá)，由于收發(fā)開關(guān)的轉(zhuǎn)換，當(dāng)目標(biāo)距離[RcT-Tr2]時(shí)，回波信號(hào)后部被截?cái)啵荒芙邮涨安浚Q為后遮擋回波[6]，三種情況如圖2所示。

對(duì)遮擋回波進(jìn)行脈壓的過程是一種部分相關(guān)過程。會(huì)導(dǎo)致脈壓主瓣衰減和旁瓣抬高，在研究線性調(diào)頻信號(hào)的性質(zhì)時(shí)，信雜比（SCR）是很重要的一個(gè)參數(shù)，其定義為：

[SCR=20lgx0xn] （3）

式中：[x0]為主瓣電平的幅值；[xn]為最大雜波電平的幅值；當(dāng)未向回波信號(hào)中加入雜波時(shí)，信雜比等于峰值旁瓣電平（PSL）。

2.2 回波遮擋對(duì)單個(gè)線性調(diào)頻信號(hào)檢測(cè)目標(biāo)的影響

由于本文是以一種小型地面運(yùn)動(dòng)目標(biāo)檢測(cè)雷達(dá)作為背景的，而其最大探測(cè)距離在30 km左右，在這個(gè)距離上回波信號(hào)不會(huì)涉及到后遮擋，所以本文只研究前遮擋問題。

設(shè)定此準(zhǔn)連續(xù)波雷達(dá)的無(wú)遮擋探測(cè)距離為30 km，并由此來確定所發(fā)射的單個(gè)線性調(diào)頻信號(hào)的脈沖持續(xù)時(shí)間為200 μs，脈沖重復(fù)周期為420 μs。仿真時(shí)對(duì)回波信號(hào)分別加25 dB，10 dB，5 dB回波信號(hào)的高斯雜波，并用Hamming窗降低距離副瓣。當(dāng)目標(biāo)距離小于30 km時(shí)，接收目標(biāo)回波為前遮擋，當(dāng)目標(biāo)距離大于30 km，小于33 km時(shí)，接收目標(biāo)回波為無(wú)遮擋。現(xiàn)分析目標(biāo)距離從0增加到30 km時(shí)，信雜比隨目標(biāo)位置不同而變化的情況。

圖3是對(duì)每個(gè)距離的信雜比進(jìn)行200次仿真并取均值的結(jié)果，用以消除偶然因素的影響。由圖3可知，當(dāng)目標(biāo)距離在10 km以內(nèi)時(shí)，雖然所加雜波不同，但信雜比都在1 dB左右，說明此時(shí)影響目標(biāo)檢測(cè)的主要因素是回波信號(hào)被截?cái)啵藭r(shí)回波遮擋嚴(yán)重，雜波電平太高，不僅會(huì)造成大量虛警，而且會(huì)影響弱目標(biāo)的檢測(cè)，從而成為雷達(dá)探測(cè)的盲區(qū)。當(dāng)目標(biāo)在10 km以外時(shí)，信雜比迅速提高，檢測(cè)性能明顯改善。當(dāng)目標(biāo)距離大于20 km之后，回波遮擋進(jìn)一步減弱，信雜比趨于穩(wěn)定，此時(shí)影響目標(biāo)檢測(cè)的主要因素是雜波的大小。

傳統(tǒng)的旁瓣抑制方法主要是基于某種最優(yōu)準(zhǔn)則構(gòu)建失配濾波器進(jìn)行失配脈壓，包括最小二乘法旁瓣抑制（LS法）[7?8]、線性規(guī)劃法旁瓣抑制（LP法）[9]等，但由于失配濾波器是針對(duì)完整回波信號(hào)的，在回波接收不完全的情況下，失配脈壓效果很差[6]，所以必須通過設(shè)計(jì)更好的信號(hào)形式解決了回波遮擋問題之后再進(jìn)行失配脈壓，才能得到理想的旁瓣抑制效果。

3 雙線性調(diào)頻信號(hào)設(shè)計(jì)與性能分析

3.1 雙線性調(diào)頻信號(hào)設(shè)計(jì)

雷達(dá)波形設(shè)計(jì)是雷達(dá)系統(tǒng)最佳綜合的重要內(nèi)容，為了解決距離遮擋問題，國(guó)外一些雷達(dá)專家曾經(jīng)提出了“與距離匹配”的信號(hào)設(shè)計(jì)方法，即采用不同時(shí)間長(zhǎng)度的編碼序列來探測(cè)不同距離段的目標(biāo)[6]。當(dāng)重點(diǎn)關(guān)注近距離目標(biāo)時(shí)，發(fā)射旁瓣性能優(yōu)良的短信號(hào)，短信號(hào)不存在嚴(yán)重的距離遮擋問題，雖然信號(hào)能量小，但用于探測(cè)近距離目標(biāo)是可取的。當(dāng)重點(diǎn)關(guān)注遠(yuǎn)距離目標(biāo)時(shí)，發(fā)射長(zhǎng)信號(hào)，長(zhǎng)信號(hào)能量大，作用距離遠(yuǎn)，當(dāng)只用于探測(cè)遠(yuǎn)距離目標(biāo)時(shí)也不會(huì)造成嚴(yán)重的距離遮擋。國(guó)內(nèi)的某些雷達(dá)設(shè)計(jì)也采用了這一思路。

但是以上方法有一個(gè)明顯的缺陷，長(zhǎng)碼短碼分時(shí)發(fā)射，降低了數(shù)據(jù)率，又不能同時(shí)對(duì)近距離和遠(yuǎn)距離目標(biāo)進(jìn)行探測(cè)，為了能夠同時(shí)進(jìn)行整個(gè)距離段的目標(biāo)檢測(cè)，本文從雷達(dá)波形設(shè)計(jì)入手，提出一種基于頻分復(fù)用技術(shù)的雙線性調(diào)頻信號(hào)，采用長(zhǎng)短LFM信號(hào)結(jié)合的波形設(shè)計(jì)方法：在一個(gè)脈沖重復(fù)周期內(nèi)同時(shí)發(fā)射位于不同頻帶的長(zhǎng)碼和短碼信號(hào)（尾部對(duì)齊），可解決準(zhǔn)連續(xù)波體制雷達(dá)的回波遮擋問題，同時(shí)提高了數(shù)據(jù)率。

假設(shè)這種小型地面運(yùn)動(dòng)目標(biāo)檢測(cè)雷達(dá)的偵察范圍是2～30 km，這個(gè)距離基本涵蓋了從行人，車輛到坦克的發(fā)現(xiàn)距離。由此作用距離來確定雙線性調(diào)頻信號(hào)的基本參數(shù)。由雷達(dá)方程：

[Rmax=PtσAr24πλ2Si min14] （4）

根據(jù)實(shí)際需要確定信號(hào)1脈沖持續(xù)時(shí)間約為200 μs，信號(hào)2的持續(xù)時(shí)間由雷達(dá)最小作用距離決定，由[R=ct/2]可得其持續(xù)時(shí)間約為13 μs，取脈沖重復(fù)周期為420 μs。對(duì)于近距離目標(biāo)，用信號(hào)2來探測(cè)，當(dāng)目標(biāo)距離增加時(shí)，回波前遮擋減弱，信號(hào)1的檢測(cè)性能慢慢改善，當(dāng)信號(hào)1的檢測(cè)性能滿足要求時(shí)，轉(zhuǎn)入信號(hào)1的檢測(cè)。設(shè)計(jì)的信號(hào)時(shí)域波形如圖4所示，其頻譜如圖5所示。

圖4中LFM1是零中頻的線性調(diào)頻信號(hào)，時(shí)寬200 μs，帶寬5 MHz。LFM2是載頻調(diào)制之后的線性調(diào)頻信號(hào)，載頻[fc]為12 MHz，時(shí)寬13 μs，帶寬5 MHz，所以LFM2信號(hào)在時(shí)域不對(duì)稱。同一個(gè)信號(hào)在時(shí)域和頻域中的能量是守恒的，LFM1信號(hào)脈寬較大，信號(hào)能量較大，所以在兩個(gè)信號(hào)的帶寬都是5 MHz時(shí)，LFM1的單位帶寬上能量較大。

由圖4，圖5可知，兩個(gè)線性調(diào)頻信號(hào)雖然在時(shí)域上是重疊在一起的，但是在頻域上很容易分辨出來，這就為回波信號(hào)在頻域的處理提供了方便。

3.2 雙線性調(diào)頻信號(hào)性能分析

由圖3可知，當(dāng)目標(biāo)在10 km范圍內(nèi)時(shí)，雖然所加的雜波大小不同，但信雜比都在1 dB左右，說明在這個(gè)距離范圍內(nèi)，影響目標(biāo)探測(cè)的主要因素是由回波的前距離遮擋所引起的強(qiáng)目標(biāo)旁瓣，這時(shí)雖然對(duì)信號(hào)進(jìn)行加Hamming窗處理，但是效果依然十分不理想，雜波幅值太高，影響目標(biāo)的檢測(cè)并會(huì)造成誤判。當(dāng)目標(biāo)在10～30 km的范圍內(nèi)時(shí)，通過對(duì)發(fā)射信號(hào)進(jìn)行加Hamming窗處理，信雜比迅速升至10 dB以上，通過后續(xù)的信號(hào)處理，可以檢測(cè)到目標(biāo)。所以對(duì)于10 km以上的距離范圍，利用LFM1信號(hào)進(jìn)行探測(cè)，滿足目標(biāo)檢測(cè)的要求；對(duì)于小于10 km的距離范圍，LFM1信號(hào)存在盲區(qū)，利用LFM2信號(hào)進(jìn)行探測(cè)，LFM2信號(hào)持續(xù)時(shí)間只有13 μs，在目標(biāo)距離很近時(shí)就可以接收到大部分的回波，在目標(biāo)距離為2 km以上時(shí)，就可接收到全部回波，不存在回波遮擋，有良好的檢測(cè)效果，消除了LFM1信號(hào)探測(cè)目標(biāo)的近程盲區(qū)。因此，這種雙線性調(diào)頻信號(hào)完全滿足小型地面運(yùn)動(dòng)目標(biāo)檢測(cè)雷達(dá)2～30 km的探測(cè)范圍。

4 結(jié) 語(yǔ)

針對(duì)單個(gè)線性調(diào)頻信號(hào)不能同時(shí)滿足距離分辨率和抗回波遮擋性能的矛盾，在分析線性調(diào)頻信號(hào)特點(diǎn)及回波遮擋對(duì)單個(gè)線性調(diào)頻信號(hào)檢測(cè)目標(biāo)的影響基礎(chǔ)上，提出了一種基于頻分復(fù)用的雙線性調(diào)頻信號(hào)，并以一種小型地面運(yùn)動(dòng)目標(biāo)檢測(cè)雷達(dá)性能要求為背景對(duì)此信號(hào)進(jìn)行仿真，得出了這種雙線性調(diào)頻信號(hào)既有良好的距離分辨率，又可以解決雷達(dá)信號(hào)的回波遮擋問題，還同時(shí)考慮了雷達(dá)小型化、減小發(fā)射功率的實(shí)際要求。因此，本文對(duì)準(zhǔn)連續(xù)波雷達(dá)體制的波形設(shè)計(jì)具有一定的指導(dǎo)意義。

參考文獻(xiàn)

[1] 袁偉明.一種新的準(zhǔn)連續(xù)波雷達(dá)波形設(shè)計(jì)方法研究[J].現(xiàn)代雷達(dá)，2007，29（9）：16?19.

[2] 朱天林，金勝，王海波.準(zhǔn)連續(xù)波體制雷達(dá)應(yīng)用研究[J].現(xiàn)代雷達(dá)，2012，34（7）：1?4.

[3] 劉高輝，高勇.一種基于分時(shí)發(fā)射技術(shù)的雙線性間斷調(diào)頻準(zhǔn)連續(xù)波雷達(dá)的研究[J].電子學(xué)報(bào)，2010，38（3）：695?699.

[4] 高梅國(guó)，田黎育.長(zhǎng)二相碼準(zhǔn)連續(xù)波雷達(dá)信號(hào)脈壓及多目標(biāo)影響[J].系統(tǒng)工程與電子技術(shù)，2004，26（2）：163?167.

[5] 王海青，張勁東，李彧晟，等.準(zhǔn)連續(xù)波雷達(dá)的抗距離遮擋波形優(yōu)化[J].數(shù)據(jù)采集與處理，2011，26（5）：531?535.

[6] 陳希信.線性調(diào)頻信號(hào)兩種加權(quán)濾波的等價(jià)性[J].現(xiàn)代雷達(dá)，2011，33（10）：47?50.

[7] 蘇峰，高梅國(guó)，田黎育.相位編碼準(zhǔn)連續(xù)波雷達(dá)回波遮擋問題及解決方法研究[J].兵工學(xué)報(bào)，2009，30（6）：714?719.

[8] BADEN J M， COHEN M N. Optimal peak sidelobe filters for biphase pulse compression [C]// Proceedings of 1990 IEEE International Radar Conference. New York： IEEE， 1990： 249?252.

[9] KRETSCHMER F F， WELCH L R. Sidelobe reduction techniques for polyphase pulse compression codes [C]// IEEE 2000 international Radar Conference. Alexandria： IEEE， 2000： 416?421.

[10] ZERASTER S. Minmum peak range sidelobe filters for binary phases coded waveforms [J]. IEEE Trans. on AES， 1980， 16（1）： 214?217.