94 GHz圓波導TE₀₁模式激勵器研究

摘 要： 給出了一種W波段圓波導TE01模式激勵器的設計過程，該激勵器由[TE□10→TE□20]模式變換器和[TE□20→TE○01]模式變換器組成。通過垂直激勵的方式使信號穿過標準波導和過模波導來實現[TE□10→TE□20]的轉換，并根據[TE□20]模式、[TE○01]模式的場分布特性，引入了一個特殊的波導結構有效地實現了[TE□20→TE○01]的轉換。模擬結果表明設計的激勵器的轉換效率在97%以上的帶寬可以達到4.8 GHz，其中在93.6 GHz處的最大轉換效率為98.68%，純度為98.94%。設計的激勵器結構簡單，造價便宜，轉換效率高，頻帶寬等。該模式激勵器可應用于高功率微波器件的低功率測試中。

關鍵詞： 模式轉換器； W波段； [S]參數； 圓波導TE01模式

中圖分類號： TN707?34 文獻標識碼： A 文章編號： 1004?373X（2013）21?0089?04

0 引 言

與其他模式相比，[TE○01]模式具有對稱的電場和非常低的傳輸損耗，且在傳輸過程中[TE□20→TE○01]模式具有較少的模式競爭數，從而可以簡化模式轉換過程，因此[TE□10→TE□20]模式在高功率微波傳輸鏈路中得到了廣泛應用[1?4]。另一方面，在回旋振蕩管和回旋放大器（包括回旋行波管和回旋速調管）中，有相當部分是工作在[TE□10→TE□20]模式[5?6]。而這些器件在進行高功率實驗或應用前，必須通過進行低功率實驗來測試其性能，因此，[TE□20→TE○01]模式激勵器具有非常重要的應用需求。鑒于[TE□20→TE○01]模式的重要應用價值，國內外學者對[TE○01]模式激勵器進行了大量地研究，常見的有扇形變換器、十字交叉形變換器、側壁耦合模式變換器等等。扇形變換器[7]的工作機理是首先將矩形波導的一側窄邊逐步壓縮，而另一側窄邊則由平面逐步過渡成圓弧面，從而形成一個劈尖狀的扇形，這時[TE□10]模式的電力線也隨之彎曲成弧線，然后將扇形的圓心角逐漸增加直至360°變成圓，場結構的電力線也變成了圓，即構成[TE○01]模。它的轉換效率偏低，雜模較多。該結構一般采用電鑄的方法，難于實現且成本高。十字交叉形變換器[8?9]是把矩形波導中的TE10模式轉換到圓波導中的TE01模式。它分為三個部分，第一部分將矩形的寬邊與窄邊相互交換，使得原來的[TE□10]波變換到新的矩形波導中的TE20波；第二部分由矩形波導逐步過渡到十字形波導，相應地原來的矩形波導的TE20波變換成了十字波導中的TE22波；第三部分再將十字波導過渡到圓波導，波形也從原來的TE22變成圓波導中的TE01模。這種結構的工作頻帶寬，輸出的[TE□10→TE□20]模式純度高，但不足的是也需要采用電鑄的方法，且器件體積較大，造價昂貴。側壁耦合模式變換器[10?11] 由功率分離和模式轉換兩部分構成，通過側壁耦合方式來實現模式轉換。這種結構在實現高轉換效率和寬頻帶的同時，且器件結構緊湊，但是由于采用Y型功分網絡，對工藝水平仍然具有很高的要求。

本文提出了一種新型的[TE○01]模式激勵器的實現方法，主要給出了激勵器各部分的工作原理，然后運用HFSS仿真軟件對模式激勵器進行了仿真優化，并將對仿真結果進行分析與總結。

1 原理分析與仿真設計

設計的[TE○01]模式激勵器如圖1所示。通過分析TE10模式、TE20模式、圓波導TE01模式的場分布特性，首先通過垂直激勵的方式使信號穿過標準波導和過模波導，模型如圖1的section 1所示，它將TE10模式的電場從中間裂開一分為二，從而在過模波導中激勵起TE20模式；其次，要想使得TE20模式轉換為圓波導TE01模式，只要給TE20模式的上下方向引入電場分量從而使得TE20模式旋轉起來，這樣就可以得到所需的[TE○01]模式。因此通過引入橢圓波導，利用它能將一個信號分裂為兩個不同信號的特性來為TE20模式上下方向引入電場分量，結構如圖1的section 2所示。

因此，本文設計的[TE○01]模式激勵器的模式轉換過程可分為兩個階段：[TE□10→TE□20]模式變換和[TE□20→TE○01]模式變換。為了提高激勵器在W波段的性能和減少仿真優化時間，本文采用HFSS軟件分別設計并優化了[TE□10→TE□20]模式變換器和[TE□20→TE○01]模式變換器，然后再通過整體優化的方法對[TE○01]模式激勵器進行進一步的優化設計。

1.1 [TE□10→TE□20]模式變換器的設計

為了使整個模型結構緊湊化以及獲得較寬的相對帶寬，從而提出了垂直輸入方式，它的模型如圖2所示。將一個WR10標準波導垂直置于過模波導的中心軸線之上，標準波導的窄邊與過模波導的寬邊相平行。當[TE□10]模式通過標準波導傳播到過模波導的連接處時，對稱的過模波導相當于電墻，它能加強激勵出[TE□20]模式同時抑制[TE□10]模式在其中傳播。通過調整標準波導在過模波導上的位置以及過模波導的尺寸來實現高效率轉換。而過模波導尺寸的選擇既要能支持TE20模式的傳輸又要抑制TE30的傳輸，因此可以通過式（1）來初步選取過模波導的尺寸。

同時，為了實現良好的匹配，在標準波導的下方（即過模波導內）嵌入一塊矩形金屬塊，金屬矩形塊相當于一個匹配元件，同時在不破壞結構對稱性的情況下優化矩形體的位置和尺寸。由[TE□10]模式和[TE□30]模式的場分布特性可知，匹配金屬塊的存在能有效地抑制了過模波導中TE10模式、TE30模式的傳輸。同時在仿真的過程中發現，如果采用馬形的金屬塊能得到更好的匹配，但為了降低加工難度，最終采用矩形塊。

通過HFSS優化仿真得到[TE□10→TE□20]模式變換器最終模型以及它的電場分布如圖2所示，在圖中可以看到信號源產生的TE10模式將經過標準波導在過模波導中激勵起TE20模式。它在90～97 GHz的S參數如圖3所示。

在仿真中不考慮模式變換器的損耗，由圖3可知，該模式變換器轉換效率在99.71%以上且純度在99.99%以上的相對帶寬可以達到7 GHz，其中在中心頻率94 GHz處的轉換效率達到99.98%，它在入射端的反射（TE10-TE10）為-36.20 dB，而在出口處的TE10模式、TE20模式和TE30模式分別為-49.5 dB、-0.001 1 dB和-55.3 dB，在90～97 GHz的頻帶范圍內的反射和雜模損耗分別低于-25 dB和-48 dB，經比較可知TE10模輸入的能量幾乎所有轉換成TE20模。

1.2 [TE□20→TE○01]模式變換器的設計

[TE□20→TE○01]模式變換器設計如圖4所示。該模式轉換器由五個部分組成，依次為錐形波導、矩形直波導、矩形到橢圓的過渡波導、橢圓柱波導和橢圓到圓的過渡波導。

錐形波導為[TE□20→TE□20]過渡波導，它是為了將[TE□10→TE□20]模式變換器的過模波導進行擴大，使得錐形波導的出口尺寸即要有利于方波導到橢圓波導的平滑過渡又要降低加工難度，因此在保證寬度不變的情況下增加矩形的高度使它實現高效率轉換。在最初設計的時候并未有矩形直波導這一部分，但是在優化的過程發現出口處出現了TE10模，在不斷地調試與分析過程中，發現在矩形到橢圓的過渡波導的入口處產生了一部分向port 2傳播的TE10模式，該模式是錐形波導產生的雜模，并通過該模式變換器向前傳播，最終出口處[TE○01]模式的純度受到了破壞。為了消除這種多余的TE10模式，因而設計了矩形直波導，通過優化該結構的長度使向前傳播的寄生模式與矩形到橢圓的過渡波導所反射的寄生模式相互抵消，從而保證[TE○01]模式的純度。矩形到橢圓的過渡波導的功用是將TE20模式分離為TE21模式與TE01模式，而橢圓的尺寸是分離出兩個模式的關鍵參數。橢圓的半徑由公式來確定：

式中：[φ]指的是方位角；[R0]是常數；[p]為一個小于1的可優化數值因子。

橢圓柱波導的主要作用是將分離出來的兩個模式進行相位調整，通過調整橢圓柱的長度來得到兩個模式的正確相位關系，這是根據兩個模式在這一部分的傳播常數不同而實現的。橢圓到圓的過渡波導是將由前一部分所得到的混合模式揉合為所需的[TE○01]模式，根據圓波導中的截止波長公式：

由上式可知，[TE○01]的截止波長位于[TE○21、][TE○31]截止波長中間，為了提高模式轉換效率，圓波導尺寸的選擇即要滿足[TE○01]模式傳輸條件又要抑制[TE○31]模式的傳輸。

優化后的[TE□20→TE○01]模式變換器的模型以及模式耦合過程如圖4所示，在圖中可以看到從端口注入的[TE□20]模式通過過模波導逐漸轉換為[TE○01]模式。圖5為[TE□20→TE○01]模式變換器在90～97 GHz的S參數結果。由圖5可知，該模式變換器的轉換效率在98%以上的相對帶寬可以達到4 GHz以上，在中心頻點94 GHz處的轉換效率達到98.72%，純度為98.87%，它在91～96 GHz范圍內的反射損耗和最主要的寄生[TE○21]模式的幅值分別處于-25 dB和-15 dB以下。可見，[TE□20]模式的絕大部分能量都轉化成[TE○01]模式。

2 [TE○01]模式激勵器的結果分析

為了驗證[TE○01]模式激勵器的性能，進行了整體仿真。該激勵器的模式耦合過程如圖6所示，從標準波導注入的[TE□10]模式經過該激勵器后在出口處產生[TE○01]模式。圖7給出了仿真得到的S參數結果。該激勵器的轉換效率在95.11%以上的相對帶寬可達6.5 GHz。

由圖7可知，它在93.7 GHz處的最大轉換效率可達到[98.68%，]純度為[98.94%，][90～96 GHz]內的反射低于-22 dB，而最主要的寄生[TE○21]模的傳輸效率低于-15 dB的相對帶寬可以達到5.5 GHz。可見，設計的[TE○01]模式激勵器可以有效地產生高純度以及寬帶的[TE○01]模式，只有較少的一部分能量轉化為[TE○21。]

3 結 論

本文給出了一種W波段[TE○01]模式激勵器的實現方法，詳細地介紹了激勵器各部分的工作原理及設計要點、模式的耦合過程，并利用HFSS仿真計算。設計的[TE○01]模式激勵器有效地抑制其他模式的輸出，提高模式轉換效率，并使得激勵器的長度大為縮短。HFSS仿真結果表明，該激勵器的轉換效率在97%以上的相對帶寬可達4.8 GHz，在中心頻率處的轉換效率為98.62%，其他主要為反射和雜模損耗，它在93.7 GHz處的最大轉換效率可達到98.68%，純度為98.94%，模型的總長度為 33.09 mm，非常適合用于低功率測試。當前該模式激勵器已經投入到加工之中，實驗結果將在稍后的文章中報道。

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