監測特高壓換流變壓器套管運行的智能電子裝置

吳寶生，盛戈皞，陰春曉

（上海交通大學電子信息與電氣工程學院，上海 200240）

0 引言

特高壓變壓器套管是將變壓器內部高、低壓引線引至油箱外部與電網連接的重要部件，在長期運行中可能因污穢、腐蝕、閃絡、發熱、機械力等環境條件變化的影響，使得絕緣性能迅速下降，埋下隱患缺陷，如未及時發現并采取措施，潛在缺陷逐漸發展，可能引發絕緣擊穿及設備損壞，造成重大的經濟損失和設備影響。

據變壓器故障數據統計［1］，套管故障占變壓器故障的比例高達14%。因此，通過先進的狀態監測手段、可靠的評價手段和壽命的預測手段來判斷特高壓換流變壓器套管的運行狀態，并且在一次設備運行狀態異常時對套管進行故障分析，對故障的部位、嚴重程度和發展趨勢做出判斷，識別故障的早期征兆，并根據診斷結果在套管性能下降到一定程度或故障將要發生之前進行維修。

套管監測智能電子裝置（IED）可以在線監測套管的介質損耗、末屏電流和電容量，通過監測量的橫向和縱向比較，可掌握變壓器套管的絕緣狀態及其變化趨勢。而傳統在線介損測量（過零比較法、改進西林電橋法等）存在對硬件處理環節多、累計誤差較大。在現場各種因素的影響和干擾下，很難達到介損測量要求的準確度。本文采用多通道同步采樣技術和頻率硬跟蹤技術確保了介質損耗因數測量的準確性和可靠性。

1 測量算法

對特高壓換流變壓器套管的介質損耗、末屏電流和電容量的采樣值，采用諧波分析法進行處理。諧波分析法的主要思想是通過離散傅立葉變換的方法，從離散采樣信號中分離出信號的基波成分，包括幅值和相角，同時利用三角函數的正交性，排除高次諧波和采樣裝置中電子電路零漂的影響，從而達到較高的穩定性和測量精度。但是，如果不能滿足同步采樣和整周期采樣，該方法就會產生頻譜泄漏和柵欄效應，影響信號參數（尤其是相位）計算的準確性。

通常采用電阻R和電容C并聯的等效電路分析高壓容性設備的介損和避雷器的阻性電流，測量原理如圖1所示。

圖1 并聯等效電路及矢量圖

圖中：u為系統中被測設備的運行電壓；i為總的泄漏電流；ir為阻性電流；ic為容性電流。

諧波分析法實際上是對滿足狄里赫利條件的電網電壓u與流過試品的電流i進行傅立葉級數分解，其表達式為：

式中：U0為電壓的直流分量；I0為電流的直流分量；k為諧波次數；Ukm為電壓的各次諧波幅值；Ikm為電流的各次諧波幅值；αk為電壓的各次諧波相角；βk為電流的各次諧波相角（k＝1，2，...，∞）。

由于介損測量只需要提取電壓、電流中的基波分量，可以直接通過三角函數的正交性得到：

式中：A1、B1為傅里葉變換基波電壓的余弦分量和正弦分量；C1、D1為傅里葉變換基波電流的余弦分量和正弦分量；α1為電壓的基波相角；β1為電流的基波相角。

由于流過電容型試品的電流超前電壓π／2，則其介損角正切為：

將式（3）～（6）代入式（7），可得：

2 系統組成與硬件設計

智能電子裝置設計有6路容性設備信號調理電路，其中電壓互感器（TV）3路，電流互感器（TA）3路，可實現特高壓換流變壓器三相套管同時監測。測量裝置結構如圖2所示。

圖2 測量節點硬件結構圖

采用如圖2所示分布式測量結構以后，各個監測節點可以在同一時刻完成對變電站內被測電氣設備的測量，方便地排除外部變化對監測結果的影響。而結構相同的電氣設備在同一時刻所受到的影響因素基本相同，其監測數據間具有較強的可比性，通過縱向或橫向的比較，可以把各種干擾因素在這一時刻的影響當成一個確定的誤差來剔除，最終得到被測電氣設備本身絕緣狀況的真實變化。

3 同步采樣技術

高壓容性設備介損和氧化鋅避雷器（MOA）阻性電流的在線監測節點，需要多路電壓信號與電流信號的同步采樣。為了完成電流信號和與之對應的電壓信號之間的相角計算，需要同步的對電壓和電流進行采樣計算。

以往模數轉換器件只有一個A／D轉換器，在模數轉換過程中采用輪詢方式對各路信號進行采樣，因此無法實現多通道同步采樣。在介質損耗和MOA阻性電流的監測系統中，準確的相角計算對不同通道間信號采樣的時間延遲提出了較高要求。在信號質量較好的情況下，可以認為在N個周期內采樣的M 路信號是穩定的，通過人為的補償方法可消除相位差。但是，如果信號干擾較大，同步的準確性就會很差，由此引入的隨機相位誤差，可能會對系統的精度產生嚴重的影響。

采用具有獨立的6通道逐次逼近型（SAR）的模數轉換器，轉換處理和數據的精度是通過采樣開始信號和一個內部晶振控制的，允許6路同步采樣，這樣能很好地對多路電壓和電流信號進行同步采樣。智能電子裝置同步數據采集部分，主要完成監測數據同步采集功能［1］，系統設計為可工作在多個采樣頻率，之間通過跳線帽選擇。同步數據采集部分結構圖如圖3所示。

圖3 同步數據采集

同步采樣A／D采樣頻率決定了智能電子裝置對信號采集的精準度。當采集低頻信號時，采用過高的采樣頻率將導致系統負擔過重；當采集高頻信號時，采用較低的采樣頻率將導致監測數據精度下降。因此，有必要為AD7606-6設計采樣頻率產生電路并具有頻率可調范圍，一是通過MCU ARM LPC2292定時器中斷通過IO口輸出頻率；二是通過TA輸出信號經倍頻鎖相電路得到AD7606-6采樣頻率，倍頻倍數為可選。

3.1 LPC2292提供采樣頻率

由LPC2292提供AD7606-6采樣頻率的方式主要通過設置定時器，采用定時器中斷輸出頻率方波，輸出頻率完全可調。該方式硬件設計是LPC2292的1個IO口連接1個33Ω然后與AD7606－6采樣頻率輸入引腳相連。其流程示意圖如圖4所示。

圖4 頻率產生流程

3.2 TV信號鎖相倍頻提供采樣頻率

TV信號為電壓互感器輸出信號，其頻率與電網頻率保持同步，通過TV信號鎖相倍頻得到的采樣頻率為電網頻率的整數倍，可以起到非常好的同步效果，從而大大提高監測變壓器套管的精度，由TV信號轉換為同頻率的方波信號（由電壓跟隨、信號濾波和比較器構成）和鎖相倍頻電路組成。將TV信號轉換為同頻方波信號技術線路圖，如圖5所示。

圖5 TV信號轉換為同頻方波信號電路圖

4 頻率跟蹤技術

諧波分析法要求每個周期采樣2N點，由于頻率的波動，不能保證整周期采樣。以往大多采用鎖相環原理，設計1個頻率自動跟蹤電路，實時跟蹤系統電壓信號的頻率變化，然后加1個頻率自動跟蹤電路，把倍頻信號作為A／D轉換的啟動信號，這樣可以有效保證整周期采樣，但是這樣的硬件電路比較復雜。而采用基于數字信號處理器（DSP）芯片的測頻方法，可以有效地利用DSP事件管理器（EV）的捕獲功能，參考頻率信號經過差分運放緩沖后，輸入到滯回比較器，轉換的頻率測量波形如圖6所示。

圖6 經過比較器的頻率波形

由圖6可以看出，經過比較器后得到與工頻波形相對應的方波。只要測量相鄰兩個上升沿間的時間差，即可求得系統的實際頻率。這種簡易測量方法的電路簡單，實時性好，完全能夠滿足實際應用的要求。如圖7所示，利用EV捕獲單元可以捕捉被測信號的有效電平跳變沿，由內部的計數器記錄1個周波內標頻脈沖個數，并通過相應的運算來得到被測頻率的大小。

圖7 捕獲測頻原理波形圖

在進行介損和MOA阻性電流在線監測時，通常認為短時間內測得的電壓、電流信號是平穩的周期信號。根據數字信號處理理論［2］可知，只要能夠按照信號周期的整數倍長度進行采樣（即整周期采樣），再利用離散傅立葉變換（DFT）進行頻譜分析，頻域不會發生泄漏，就可以實現對域信號的準確分析，獲得信號各次諧波的幅值和相位。

系統的頻率經常會發生波動，但在很短的時間里可以認為是穩定的，即在正常情況下系統的頻率不會發生突變。動態設定采樣頻率技術是在每次采樣前先對系統頻率進行測量，再根據得到的系統頻率，確定采樣頻率，這樣就能很好的保證整周期采樣。

鎖相倍頻電路由計數器74 HC4040以及鎖相環74HC4046構成。通過連接計數器不同的輸出引腳得到不同的倍頻倍數，74 HC4046實現鎖相功能。鎖相倍頻電路電路圖如圖8所示。（圖8中的連線由繪圖員添加）

圖8中U501為12位二進制脈沖計數器（74 HC4040），具有1個異步超限復位控制輸入引腳、12個并行輸出引腳（Q1—Q12）、1個時鐘信號輸入引腳，在時鐘信號的下降沿發生計數跳變。異步超限復位引腳通過下拉電阻R599（10 kΩ）接地，使得74 HC4040處于循環計數狀態。Q12—Q7引腳分別有排針引出，可通過跳線帽進行選擇，每個輸出對應不同的倍頻倍數。

倍頻頻率可按f＝f基波×2n計算，式中n為倍頻倍數，當跳線帽選擇Q12輸出時，f＝50× 212＝204.8 k Hz，近似為200 k Hz。當跳線帽選擇Q11輸出時，采樣頻率將變為近似100 k Hz，進而得出Q10對應50 k Hz，Q9對應25 k Hz，Q8對應12.5 k Hz，Q7對應6.25 k Hz。鎖相倍頻電路可以使得AD7606-6采樣頻率在6.25～200 k Hz之間靈活變化，操作方便而且可靠性高。

圖8中U502為鎖相環芯片（74HC4046），1號腳為芯片鎖相成功指示引腳，3號腳為比較器輸入，4號腳為頻率輸出引腳，6號腳為電容C502連接端A，7號腳為電容C502連接端B，9號腳為壓控振蕩器（VCO）輸入引腳，11號腳為電阻R501連接端，12號腳為電阻R502連接端，13號腳位相位比較器2輸出引腳，14腳為信號輸入引腳。

74 HC4046內部原理圖如圖9所示，輸入信號Ui從14腳輸入，經放大器A1進行放大、整形后，加到相位比較器1號腳和2號腳的輸入端，圖9中開關K撥至13腳，則比較器2號腳將從3號腳輸入的比較信號UO與輸入信號Ui作相位比較，從相位比較器輸出的誤差電壓Uψ則反映出兩者的相位差。Uψ經R3、R4及C2濾波后，得到一控制電壓Ud加至VCO的輸入端9腳，調整VCO的振蕩頻率f2，使f2迅速逼近信號頻率f1。VCO的輸出又經除法器再進入相位比較器2，繼續與Ui進行相位比較，最后使得f2＝f1，兩者的相位差為一定值，實現了相位鎖定。

圖9 74HC4046內部原理框圖

5 現場測試結果及分析

圖10 套管末屏電流監測

換流變壓器套管監測IED裝置的安裝，如圖10所示。

圖11給出了1組在實驗室變壓器套管在1個月內監測套管介損的數據曲線。套管介損波動范圍：A相為0.75%～0.85%，B相0.35%～0.45%， C相0.25%～0.35%；溫度變化范圍為14～24℃；濕度的變化范圍為50%～95%。

由圖11可看出兩點：一是介損值在小范圍內發生波動，主要是受溫度、濕度等因素的影響。環境溫度的變化將影響設備本體與周圍環境之間的熱交換，使得絕緣材料自身溫度發生改變，從而影響絕緣材料的損耗特性。通過對測試數據的統計分析，發現1天內介損（tanδ）的測量值隨環境溫度呈現周期性的變化，白天隨溫度上升而增加。另外，1天內空氣的相對濕度波動范圍較大，倘若空氣相對濕度較高，加上表面污穢的影響，會使沿絕緣子表面泄漏電流增大，導致tanδ測量值大幅上升。二是A相介損值偏大，但其變化趨勢不是逐漸增大，而是在比較平穩的范圍內波動，需要加強監視，待停電后進行套管試驗后再行比較。B相介損基本沒有什么影響，C相介損偏小，但屬于正常。

圖11 三相套管介損的監測數據變化

圖12給出了1組在實驗室變壓器套管在1個月內監測套管電容量的數據曲線。

圖12 三相套管電容量的監測數據變化

由圖12可看出套管電容量的波動范圍：A相為420～429 p F，B相為413～420 p F，C相為411～415 p F；電容值在小范圍內波動，不超過2%，小于《電力設備預防性試驗規程》中：電容值與出廠值或上一次實驗值的差別不超出±5%，故三相套管電容量正常。

6 結語

采用多通道同步采樣模數轉換器和跟蹤系統頻率波動的動態采樣頻率技術，能夠有效地減少非同步采樣導致的誤差，保證諧波分析法應用的有效性。現場運行數據顯示，在線監測系統所監測到的套管介損數據穩定，誤差較小，完全滿足狀態監測的需要。

基于諧波分析法的離散傅立葉變換是計算容性設備介質損耗和電容量等參數的核心算法，在線監測系統采用多通道電壓與電流同步采樣和動態采樣頻率設置的方法，實現了整周期準確完成采樣點的數據采集任務，確保了該算法的有效性。

在線監測系統采用鎖相技術自動跟蹤電網頻率，解決了頻譜分析中的頻譜泄漏問題，消除了由于系統頻率的波動而引起的介損測量誤差。

［1］ 王夢云.110 k V及以上變壓器事故與缺陷統計分析［J］.供用電，2007，24（1）.

［2］ 桂志國，等.數字信號處理原理及應用［M］.北京：國防工業出版社，2012.

［3］ 李濤，張承學，胡志堅.輸電線路行波故障定位中高速數據采集系統的實現［J］.繼電器，2002，30（8）：27-29.