變頻調速裝置dv/dt濾波器設計

田軍, 丁中揮

(武漢船用電力推進裝置研究所，武漢430064)

0 引言

采用變頻調速裝置供電的電力推進系統中，負載電機的端電壓不再是電網供給的標準正弦波，而是由逆變器輸出的一系列PWM脈沖電壓。電力電子器件（常用IGBT、IGCT）的高速開關特性在電動機端會產生共模和差模dv/dt[1]（如圖1），不加濾波器可達數千V/μs，尤其當電動機和變頻器之間不可避免的采用長線傳輸電纜時，由于長線電纜存在的分布電感和分布電容，脈沖電壓將在電機端產生電壓反射現象[2]，使電動機端dv/dt加倍，引起電動機端出現過電壓，加速繞組絕緣老化過程，造成電動機絕緣損傷，甚至絕緣擊穿，縮短了電動機使用壽命，嚴重時會使電動機燒毀、電纜爆裂[3]。

為此，需在PWM逆變器的輸出端加裝dv/dt濾波器對其輸出電壓進行濾波，保證變頻調速裝置供電的電力推進系統安全可靠運行。dv/dt濾波器的設計是否合理直接影響到整個系統的可靠性，本文針對變頻調速裝置用dv/dt濾波器，在理論分析的基礎上，提出了H橋逆變器、三相全橋逆變器dv/dt濾波器的詳細設計方法。

1 dv/dt濾波器設計分析

1.1 H橋逆變器dv/dt濾波器

圖2中電感、電容和電阻組成一個二階LCR濾波器，電阻起到阻尼作用[4]，可得該二階電路的傳遞函數如下所示：

dv/dt濾波器設計時，考慮到電動機繞組絕緣，要求U0的超調量越小越好。為此，我們選取系統過阻尼狀態（即ξ≥1）來進行dv/dt濾波器設計。

令Ui為單位階躍響應，定義[5]：

T1、T2為阻尼系統的時間常數，且有T1＞T2，得到二階系統電容上的響應為：

電阻上的響應為：

可以得到U0的響應為：

可得出U0(t)極值表達式為：

由式（5）可以看出U0(t)的峰值只與阻尼系數ξ有關，與ω無關。阻尼系數ξ相同時，不同的諧振頻率ω對應U0(t)的峰值相同。

從以上的分析，可以得出以下結論：

1）U0(t)超調量只與阻尼系數ξ有關，與諧振頻率ω值無關；

2）阻尼系數ξ越大，U0(t)超調量越小。

對相同的二階系統上升時間ts而言，諧振頻率ω越小，必然要求dv/dt濾波器的濾波電感和電阻參數越大，導致濾波器體積越大、成本越高，同時大濾波電感會造成基波電壓在電感上的壓降過大，影響濾波器輸出電壓的波形質量。

在濾波器設計過程中，考慮到濾波器體積、成本等各方面的因素，不能一味追求小的超調量。

為了有利于dv/dt濾波器設計選型標準化，我們選定系統按阻尼系數ξ=1.4（過阻尼狀態）來進行濾波器設計。當阻尼系數ξ=1.4時，系統超調量為8.39%。

1.2 全橋逆變器dv/dt濾波器

帶dv/dt濾波器的全橋逆變器拓撲結構如圖3所示。事實上，H橋逆變器dv/dt濾波器設計方法同樣適用于全橋逆變器dv/dt濾波器設計，以下加以證明。

定義逆變器橋臂開關狀態為1時代表上管開通、下管關閉，開關狀態為0時代表上管關閉、下管開通。以逆變器三個橋臂的開關狀態由（1，1，0）變到（1，1，1）為例。此時A1、B1電位相同，A2、B2電位相同，所以A1、B1實質上可以看作一個點，A2、B2可以看作是一個點。dv/dt濾波器等效電路如圖4所示。

從圖4中可以看出全橋逆變器dv/dt濾波器A1、C1之間和B1、C1之間等效電感為L1=3/2L，等效電容為C1=2/3C，等效電阻為R1=3/2R。

由阻尼系數公式：

從以上的分析可以看出，按H橋逆變器dv/dt濾波器設計方法設計的全橋逆變器dv/dt濾波器，阻尼系數ξ與諧振頻率ω均與H橋逆變器dv/dt濾波器相同。所以二者系統上升時間ts、系統超調量也相同。說明H橋逆變器dv/dt濾波器設計方法也適用于全橋逆變器dv/dt濾波器設計。

dv/dt濾波器在變頻器空載時，輸出的dv/dt為設計要求的dv/dt值。實際中，變頻器往往帶負載運行，此時變頻器輸出的dv/dt會遠小于設計要求值。

2 dv/dt濾波器設計方法

根據以上分析，總結三相全橋逆變器dv/dt濾波器設計方法如下：

1）根據電機dv/dt要求值計算得到二階系統的上升時間ts；

2）根據系統上升時間ts，確定對應的ω值；

3）根據系統對器件損耗要求，確定電容C的值；

4）根據ω、C的值代入公式計算，得到濾波電感L的值；

5）根據L、C的值代入公式計算，得到電阻R的值。

以上dv/dt濾波器是針對三相全橋逆變器設計的，同樣適用于H橋逆變器的dv/dt濾波器設計，但實際中，為了減小共模電壓的影響，H橋逆變器dv/dt濾波器設計為兩個輸出端各接一個電感（感值均為按以上方法設計電感值L的一半），如圖5所示。

3 設計實例

某變頻器輸出電壓為三電平，半直流母線電壓峰值的90%為3000 V，輸出dv/dt要求不大于1000 v/μs，根據以上設計方法，設計步驟如下：

1）二階系統上升時間ts

上升時間ts=3000/1000=3 μs

2）諧振頻率ω

根據系統上升時間3 μs，確定對應的諧振頻率ω=0.259×106。

3）濾波電感L

為了使濾波電感不至于過大，此時濾波電容C選為0.3 μF。濾波電感

4）阻尼電阻R

搭建變頻器仿真模型，對濾波器有效性進行驗證。圖6、圖7分別示出了變頻器dv/dt濾波器輸入、輸出線電壓波形，圖8、圖9示出了變頻器空載和帶載時線電壓單個脈沖的上升過程（紅色直線表示峰值的90%），可以看出空載時脈沖電壓上升時間要比帶載時脈沖電壓上升時間要小得多，說明變頻器帶載時dv/dt會遠比空載時小。

對該變頻器輸出dv/dt濾波器進行了試驗驗證。圖10、圖11示為變頻器帶阻感負載時測試的單個電壓脈沖波形，電壓脈沖上升時間分別為6.4 μs、12.8 μs，可見變頻器帶載后輸出電壓脈沖上升時間遠遠大于dv/dt濾波器設計值3 μs。說明帶載后輸出線電壓dv/dt的值會遠遠小于系統要求值（dv/dt濾波器空載上升時間設計值為3 μs，輸出線電壓dv/dt小于1000 V/μs），滿足設計要求。

4 結論

變頻調速裝置輸出端加裝dv/dt濾波器可以降低推進電機端承受的電壓變化率，保護電機絕緣，預防事故發生。本文針對變頻調速裝置H橋逆變器、三相全橋逆變器兩種拓撲型式，提出了dv/dt濾波器詳細設計方法和步驟，給出了設計實例，仿真與試驗結果驗證了設計方法的正確性與有效性，本文提出的dv/dt濾波器設計方法具有一定的工程實用價值。

[1] 馬洪飛, 徐殿國．PWM 逆變器驅動異步電動機采用長線電纜時電壓反射現象的研究[J]. 中國電機工程學報, 2001, 21(11)：109-113.

[2] 姜艷姝, 馬洪飛. 一種新穎的用于減小電機終端共模dv/dt的逆變輸出濾波器[J]. 電機與控制學報,2002, 6(2)： 123-127.

[3] Busse D F. The effects of PWM source inverter on the mechanical performance of rolling bearing[J]. IEEE Transactions on Industrial Applications, 1997,33(3)：567-576.

[4] Jouanne A Von．Application issues for PWM adjustable speed ac motor drives[J]．IEEE Industrial Application Magazine, 1996, (1)：10-18.

[5] 胡壽松. 自動控制原理[M]. 北京： 國防工業出版社,1994.