有源中點鉗位三電平零電流轉(zhuǎn)換軟開關變流器

李 錦 劉進軍

（西安交通大學電氣工程學院 西安 710049）

1 引言

隨著能源危機和氣候變暖成為全球關注的問題，風能、太陽能和燃料電池等新能源受到人們越來越多的重視和使用。在新能源的大規(guī)模利用中，大功率并網(wǎng)變流器起著重要的作用。三電平變流器與兩電平變流器相比有許多優(yōu)點，非常適合于中壓大功率應用場合[1]。特別是中點鉗位三電平變流器是目前市場中最流行的大功率拓撲。在大功率場合不論是兩電平還是三電平變流器，其開關器件一般都采用高壓絕緣柵雙級型晶體管(IGBT)或者IGCT。這類開關器件的開關損耗是提高系統(tǒng)效率、開關頻率和控制帶寬的主要瓶頸，特別是在大功率應用場合，由于開關損耗帶來的熱應力限制，開關頻率只有幾千赫茲甚至幾百赫茲[2]。另外，較低的開關頻率需要較低截止的LC 濾波器，這導致并網(wǎng)逆變器的重量和成本增大的同時，也給控制器設計帶來許多的挑戰(zhàn)[3]。

軟開關技術(shù)能減少或消除換流過程中主開關管重疊部分的電壓和電流，從而實現(xiàn)減少或消除開關器件的開關損耗。在過去20年中，人們提出許多不同的軟開關技術(shù)[4-17]。其中零電流轉(zhuǎn)換軟開關技術(shù)因其具有以下的優(yōu)點得到了人們很多的關注[18-24]：①主開關管實現(xiàn)了完全零電流分斷，消除了分斷損耗；②主開關管實現(xiàn)了軟閉合，減少了二極管的反向恢復損耗和開管的導通損耗；③輔助開關只在換流過程工作，其電流額定值遠小于主開關，且工作在軟開關條件下；④加入軟開關后變流器的控制方法與傳統(tǒng)硬開關變流器兼容。

零電流轉(zhuǎn)換軟開關技術(shù)可以應用于三電平變流器中，得到的三電平軟開關拓撲同時具有三電平拓撲與軟開關技術(shù)的優(yōu)點，特別適合于大功率應用場合[23,24]。在文獻[23]中，零電流轉(zhuǎn)換軟開關技術(shù)被應用到二極管中點鉗位三電平變流器中，將一臺250 kW 變流器的開關頻率提高至20kHz。該三電平零電流轉(zhuǎn)換軟開關拓撲的缺點是輔助電路非常復雜，每相橋臂需要4 個輔助開關管和兩組LC 諧振支路，因而增加了系統(tǒng)的復雜性和成本。文獻[24]指出該軟開關拓撲在內(nèi)側(cè)開關管與外側(cè)二極管換流時，由于寄生電感的原因會導致鉗位二極管意外導通，使得內(nèi)側(cè)開關管不能實現(xiàn)完全零電流截止。本文提出了一種新型的基于有源中點鉗位三電平變流器的零電流轉(zhuǎn)換軟開關拓撲，其每相橋臂只需要2個輔助開關管和1 組LC 諧振支路就可以實現(xiàn)所有主開關管的完全零電流截止和接通過程的軟換流，此外輔助開關管容量小且沒有開關損耗。本文詳細分析了該變流器的工作原理及其軟開關實現(xiàn)過程，并通過一臺80kW 半橋逆變器驗證該拓撲的可行性和優(yōu)點。

2 電路拓撲和控制原理

圖1 所示為提出的有源中點鉗位三電平零電流轉(zhuǎn)換軟開關變流器的單相電路。其主電路部分包括主開關管 S1～S4、Sp、Sn及反并聯(lián)二極管 VD1～ VD4、VDp、VDn，其中S1、VD1、S4、VD4為外側(cè)開關器件，S2、VD2、S3和VD3為內(nèi)側(cè)開關器件，Sn、VDn、Sp和VDp為鉗位開關器件[25]。輔助電路部分包括輔助開關管Sx、Sy，反并聯(lián)二極管VDx、VDy，LC 諧振支路Lr、Cr。

采用傳統(tǒng)的PWM 調(diào)制方法時，三電平變流器的輸出電平轉(zhuǎn)換都是在臨近的兩個電平之間，即當輸出正電壓時輸出電平在正電平與零電平之間轉(zhuǎn)換，當輸出負電壓時輸出電平在零電平和負電平之間轉(zhuǎn)換。這兩種電平轉(zhuǎn)換是完全對稱的，以下以輸出電平在正電平與零電平之間轉(zhuǎn)換為例，分析電路的工作原理。變流器可以工作在逆變或者整流狀態(tài)，因此要對不同的輸出相電流方向分別進行分析。

圖1 有源中點鉗位三電平零電流轉(zhuǎn)換變流器單相電路Fig.1 Phase leg of proposed active neutral-point-clamped three-level zero-current-transition converter

圖2 所示為輸出電平在正電平和零電平之間轉(zhuǎn)換時，不同輸出相電流方向下，主開關管和輔助開關管在一個開關周期的控制時序，如圖1 所示。不論輸出相電流方向為正（流出橋臂）或是負（流入橋臂），主開關管S1和Sn處于導通狀態(tài)，S4和Sp處于截止狀態(tài)，S2和S3被包含死區(qū)時間Td的一對互補PWM 信號驅(qū)動。當S2導通時變流器輸出正電平，當S3導通時變流器輸出零電平。當輸出相電流方向為正時，換流的開關管和二極管為S2和VD3，由輔助開關管Sy協(xié)助閉合，由Sx協(xié)助分斷；當輸出相電流方向為負時，換流的開關管和二極管為S3和VD2，由輔助開關管Sx協(xié)助閉合而Sy 協(xié)助分斷。當變流器工作在輸出電壓為負的對稱情況時，則Sp和S4處于常通狀態(tài)，S1和Sn處于常關狀態(tài)，內(nèi)側(cè)開關管S2和S3被互補的PWM 信號驅(qū)動，換流同樣出現(xiàn)在內(nèi)側(cè)開關器件VD2、S2、VD3、S3中。通過以上控制，可以將有源中點鉗位三電平變流器的換流等效為一個由內(nèi)側(cè)開關器件組成的二電平變流器的換流。所以在二電平變流器中適用的零電流轉(zhuǎn)換軟開關控制策略也可以應用到有源鉗位三電平軟開關拓撲中。目前常見的零電流轉(zhuǎn)換控制策略有文獻[19]提出的零電流分斷控制策略和文獻[22]提出的零電流分斷同時接近零電壓閉合控制策略。本文以文獻[22]中提出的控制策略為例說明提出的有源鉗位三電平軟開關拓撲工作原理。

圖2 輸出正電壓時的開關周期控制時序Fig.2 Timing control for positive output voltage in one switching cycle

當輸出相電流方向為正時，一個開關周期的零電流轉(zhuǎn)換過程波形如圖3 所示，整個過程從t0到t10可以分為八個階段。每個階段的電路狀態(tài)如圖4 所示。

圖3 一個開關周期的諧振支路電壓電流(輸出相電流為正)Fig.3 Waveforms of resonant tank in one switching cycle(load current is flowing out of bridge)

（1）t0～t2時間段電路狀態(tài)如圖4a 所示。t0時刻之前，輸出零電平，輸出相電流完全經(jīng)Sn、VD3流通。t0時刻閉合輔助開關管Sy，形成了一個包含Sy、VD3、Lr、Cr的諧振回路，根據(jù)圖中所示電流參考方向，諧振電流Ir開始正向增加，經(jīng)過半個諧振周期，諧振電流在t1時刻過零，然后反向增加并通過輔助開關管Sy的反并聯(lián)二極管VDy流通。

（2）t2～t3時間段電路狀態(tài)如圖4b 所示。諧振電流Ir在t2時刻達到輸出相電流大小，VD3隨即自然分斷沒有反向恢復損耗，由于S2還未閉合而VD2承受反向電壓不能閉合，因而在t2～t3時間段，輸出相電流只流過諧振支路，并對諧振電容線性放電。

（3）t3～t4時間段電路狀態(tài)如圖4c 所示。主開關管S2在t3時刻閉合，形成一個包含S1、S2、Lr、Cr、VDy、Sn以及上半直流電容的新諧振回路。S2的閉合電流是以諧振電流的速率上升，且二極管的反向恢復電流大大減少，因此S2的導通損耗得到了很大減少。隨著S1、S2支路電流的增加，諧振支路電流Ir開始下降，到達t4時刻諧振電流Ir降為零，VDy自然分斷。由于Sy已經(jīng)在t3時刻分斷所以諧振電流不能反向流通，諧振過程結(jié)束。

（4）t4～t5時間段電路狀態(tài)如圖4d 所示。諧振過程結(jié)束后，全部的輸出相電流通過S1、S2流通，從零電平到正電平的零電流轉(zhuǎn)換過程結(jié)束。

（5）t5～t7時間段電路狀態(tài)如圖4e 所示。正電平到零電平的零電流轉(zhuǎn)換過程從t5時刻閉合輔助開關管Sx開始。Sx的閉合形成了一個包含S2、Sx、Lr、Cr的諧振回路，諧振電流Ir開始負向增加，經(jīng)過1/4個諧振周期后，諧振電流達到負的峰值且該值大于輸出相電流。諧振電流大于輸出相電流的部分通過S2的反并聯(lián)二極管VD2流通，在t6時刻分斷S2就實現(xiàn)了完全零電流分斷。t6時刻以后諧振電流開始下降，并在t7時刻降為輸出相電流大小。

（6）t7～t8時間段電路狀態(tài)如圖4f 所示。在t7時刻諧振電流降為輸出相電流大小，由于此時 S2已經(jīng)分斷，而二極管VD3還承受反向電壓不能閉合，所以輸出相電流只能通過諧振支路流通，同時給諧振電容Cr線性充電。

（7）t8～t10時間段電路狀態(tài)如圖4g 所示。在t8時刻諧振電容上的電壓Vr充到負的1/2 輸入直流電壓，此時VD3開始承受正向電壓閉合，形成一個新的諧振回路，包括S1、Sx、Cr、Lr、VD3、Sn以及上半直流電壓。諧振支路電流Ir開始減少，Sn、VD3支路的電流開始增加，達到t9時刻時諧振電流Ir降為零，輸出相電流全部通過Sn、VD3流通。t9時刻之后，諧振電流反向后通過輔助開關管Sx的反并聯(lián)二極管VDx流通，此時可以零電流分斷Sx，再經(jīng)過半個諧振周期達到t10時，諧振電流Ir再次過零，VDx自然分斷，又因Sx已分斷，諧振電流不能再反向流通，諧振結(jié)束。

（8）t10時刻以后電路狀態(tài)如圖4h 所示。全部的輸出相電流通過Sn、VD3流通，從正電平轉(zhuǎn)換到零電平的零電流轉(zhuǎn)換過程結(jié)束，輔助諧振電路停止工作等待下一個開關過程。

圖4 不同階段的電路拓撲狀態(tài)Fig.4 Circuit states at different operation modes

當輸出相電流方向為負時與輸出相電流為正時是對稱的情況，其換流過程不再詳述。

3 諧振參數(shù)設計

如上節(jié)所述，零電流轉(zhuǎn)換軟開關的基本原理是在主開關閉合和分斷之前，通過閉合輔助開關管觸發(fā)諧振，將輸出相電流從主開關器件轉(zhuǎn)移到諧振電流通路，從而實現(xiàn)主開關器件的軟閉合和分斷。在這個過程中諧振支路起著非常重要的作用，因此，如何設計諧振支路是零電流轉(zhuǎn)換軟開關逆變器設計中的關鍵問題。

為了更加直觀地展示諧振支路在軟開關過程的狀態(tài)，用諧振支路狀態(tài)軌道圖表示一個開關周期內(nèi)諧振電容電壓和諧振電感電流的變化。如圖5 所示，其橫坐標是諧振電容電壓，縱坐標是諧振電感電流與諧振阻抗的乘積。其中t0～t4為閉合過程，t5～t10為分斷過程。當諧振回路中沒有外部電壓源時，諧振軌道圖中的軌跡是以原點為圓心的一段圓弧，如t0～t2和t5～t7時間段；而當諧振回路中有外加電壓源時，軌跡為以外加電壓源的電壓值為圓心的一段圓弧，如t3～t4和t8～t10時間段。

圖5 諧振支路電壓電流狀態(tài)軌道圖Fig.5 State-plane trajectory of resonant tank

諧振支路的設計中首先要考慮保證實現(xiàn)主開關管的完全零電流分斷，為此必須滿足兩個前提條件：第一個條件是分斷時諧振電流峰值要大于輸出相電流的峰值ILmax，這樣相電流才能完全轉(zhuǎn)移到諧振支路中；第二是輸出相電流完全轉(zhuǎn)移到諧振支路的這段時間要足夠長，使得主開關動作后其自由載流子能全部復合掉。由圖5 可見，要滿足第一個條件必須使得t5～t7時間段的諧振電流大于輸出相電流的最大值，即r3大于ILmax。其中Z為諧振支路的阻抗值，其表達式見式（1）。而在直流電壓Vdc和輸出 相電流峰值都確定的情況下，r3的大小決定于諧振阻抗Z和t2～t3的時間長度t23。根據(jù)上節(jié)所述，t2～t3時間段是輸出相電流電流給諧振電容線性放電的階段，所以t23越長諧振電容中的能量越小，即r3越小。因此在控制中應使t23盡量小甚至為零。在t23已經(jīng)確定的前提下，r3的長度與Z的關系是一單調(diào)遞減關系。因此可以找到一個最大的Z使得r3等于ILmax。定義諧振電流峰值與輸出相電流最大值之比為kr，并假定t23控制為零，通過幾何三角關系可以得到kr關于直流電壓、最大輸出相電流和諧振阻抗的表達式，見式（2）。

式中

從上式可以得到滿足條件一的諧振阻抗最大值，但諧振阻抗也不應選擇得太小，否則過大的諧振電流會帶來過多的額外導通損耗。

在確定了諧振阻抗?jié)M足第一個條件的前提下，通過合理選擇諧振周期Tr滿足第二個條件。Tr的表達式見式（3）。分斷時諧振電流大于輸出相電流的時間長度Tzct的表達式見式（4）。Tzct最小值應大于分斷過程主開關器件的延時時間和分斷時間之和，可以根據(jù)器件的數(shù)據(jù)手冊得到最小的Tzct，從而得到相應的Tr。需要注意的是Tzct會導致額外的導通損耗和占空比損失，所以也不應取過大。

4 實驗驗證

為了驗證理論分析，在實驗室中制作并測試了一臺80kW 三電平零電流轉(zhuǎn)換軟開關變流器半橋樣機。其主開關管和鉗位開關管選用 CM400HA-24(1 200V/400A)，輔助開關管選用 CM150DY-24(1 200V/150A)，諧振電感為 2μH，諧振電容為0.5μF。為了測試變流器在四象限運行的特性，用一個2mH 電感作為負載，變流器被控制為一個單刀三擲的開關。當變流器輸出連接到正電平點時，電感被正向充電；當輸出連接到零電平點時，電感續(xù)流；當輸出連接到負電平點時，電感被反向放電。在第一象限運行時，變流器輸出電平在正電平和零電平之間切換，電感被一組正電壓脈沖正向充電。當電感電流達到期望電流，變流器進入第二象限運行，輸電電平在負電平和零電平之間切換，電感被一組負電壓脈沖反向充電，直到電感電流降為零。第三和第四象限與第一和第二象限工作狀態(tài)是對稱的。通過控制脈沖的數(shù)目和寬度可以測試變流器在不同象限、不同電流下的開關換流特性。

通過禁止或使能輔助開關管工作，對變流器在硬開關和軟開關條件下分別進行了測試。硬開關條件下的閉合、分斷換流波形如圖6 所示。在閉合過程中，由于二極管的反向恢復電流，主開關管的閉合電流尖峰接近輸出電流的兩倍，導致主開關管上產(chǎn)生很大的導通損耗。在分斷過程中，開關管的拖尾電流和換流過程寄生電感引起的電壓尖峰會造成主開關管較大的分斷損耗。

圖6 硬開關條件下開關波形 Fig.6 Hard-switching waveforms

軟開關條件下的開關波形如圖7 所示，在分斷過程中主開關管的電流被轉(zhuǎn)移到諧振支路中，其電流先降為零，然后電壓再上升，實現(xiàn)了主開關管的完全零電流分斷。在閉合過程中，同樣由于諧振支路的分流作用，二極管的關斷電流和反向恢復電流也大大減少，所以閉合過程的損耗也得到很大的減少。

圖7 軟開關條件下開關波形Fig.7 Soft-switching waveforms

圖8 比較了硬開關和軟開關條件下分斷過程主開關管的分斷損耗和過電壓尖峰。由圖可見在整個電流段，軟開關變流器的分斷損耗都比硬開關變流器少，而且隨著電流增大損耗減少得越多，在150A電流下軟開關分斷損耗僅僅為硬開關的16%。同時，由于分斷過程中寄生電感也成為諧振回路中的一部分，由寄生電感引起的分斷過電壓尖峰也得到了有效抑制，軟開關條件下的過電壓尖峰在整個電流段被控制在100V 以內(nèi)，而硬開關條件下達到180V 左右。圖9 所示為硬開關和軟開關條件下閉合過程的導通損耗以及電流尖峰的比較。可見軟開關條件下由二極管反向恢復過程引起的電流尖峰值得到了抑制，且導通損耗也得到了很大的減少，在110A 輸出相電流時，軟開關條件下的導通損耗僅為硬開關條件下導通損耗的30%。

圖8 硬開關與軟開關分斷比較Fig.8 Comparison of hard-switching and soft-switching

圖9 硬開關與軟開關閉合比較Fig.9 Comparison of hard-switching and soft-switching

實驗結(jié)果證實了提出的三電平軟開關拓撲能大幅減少主開關的閉合和分斷損耗，減輕開關過程中器件承受的電壓電流應力。

5 結(jié)論

本文提出了一種新型的有源中點鉗位三電平零電流轉(zhuǎn)換變流器。新拓撲每相橋臂只需要兩個輔助開關管和一組LC 諧振支路，與已有三電平軟開關拓撲相比輔助電路元件數(shù)量減少了一半，該拓撲可以實現(xiàn)所有開關管在完全零電流條件下分斷，同時，二極管的反向恢復電流也大大減少。該變流器的調(diào)制方法很簡單，與兩電平軟開關變流器相同。本文詳細分析了其工作原理和諧振支路的設計方法，并通過實驗表明了該電路拓撲的有效性。

該拓撲的主電路與市場中常見的二極管鉗位三電平拓撲相比，不同之處采用了開關管而非二極管來鉗位中點，但其主電路的成本并未有顯著增加。其原因主要有以下兩點：①在二極管鉗位三電平拓撲中，由于外側(cè)開關管需要與鉗位二極管進行換流，為了盡量減少換流過程的電壓電流應力和開關損耗，在大功率場合往往用一個兩電平半橋模塊或者兩個相同的開關管模塊來實現(xiàn)一個外側(cè)開關管和一個鉗位二極管，這樣做的背景原因是器件廠商會針對模塊中的開關管與二極管的換流專門對模塊進行優(yōu)化設計以減少器件換流時的損耗和應力。②即便是采用單獨的二極管模塊做為鉗位二極管，在大功率場合其價格與相同容量的開關管模塊的價格相當。因此該三電平軟開關拓撲與已有二極管中點鉗位三電平軟開關拓撲相比，主電路的成本相當，但輔助電路大大簡化，因此系統(tǒng)的成本體積減少，可靠性提高，此外性能更好能實現(xiàn)所有器件的完全零電流分斷。

[1]Rodriguez J,Lai J S,Peng F Z.Multilevel inverters:a survey of topologies,controls,and applications[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics,2002,49(4):724-738.

[2]Saeedifard M,Bakhshai A,Joos G.Low switching frequency space vector modulators for high power multimodule converters[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2005,20(6):1310-1318.

[3]Gannett R A.Control strategies for high power four-leg voltage source inverters[D].Blacksburg:Virginia Tech,2001.

[4]Xu D H,Li R,Ma Z Y,et al.A family of novel zero-voltage switching three-phase PWM converters topology for distributed generation[C].IEEE Power Electronics and ECCE Aisa Meeting,2011:847-860.

[5]Lai J S,Yu W S,Park S Y.Variable timing control for wide current range zero-voltage soft-switching inverters[C].IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition,2009:407-412.

[6]范子超,千金,于慶廣,等.ARCPI 及其在多電平逆變器中的應用[J].電工技術(shù)學報,2006,21(5):58-63.Fang ZiChao,Qian Jin,Yu Qingguang,et al.ARCPI and its applications in multilevel inverter[J].Transactions on China Electrotechnical Society,2006,21(5):58-63.

[7]Urgun S,Erfidan T,Bodur H,et al.A new ZVT–ZCT quasi-resonant DC link for soft switching inverters[J].International Journal of Electronics,2010,97(1):83-97.

[8]Yu W S,Lai J S,Park S Y.An improved zero-voltage switching inverter using two coupled magnetics in one resonant pole[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2010,25(4):952-961.

[9]Seyed M M,Mohammad R A,Hamid A,et al.Quasi-parallel resonant DC-link inverter with a reduced switch voltage stress[J].Energy Converter and Management,2011,52(1):590-595.

[10]Amini M R,Farzanehfard H.Three-phase soft-switching inverter with minimum components[J].Transactions on Industrial Electronics,2011,58(6):2258-2264.

[11]Sperb J D,Zanatta I X,Michels L,et al.Regenerative undeland snubber using a ZVS PWM DC-DC auxiliary converter applied to three-phase voltage-fed inverters[J].Transactions on Industrial Electronics,2011,58(8):3298-3307.

[12]Suvarun D,Chandan C.A new three-phase ZCS pulse width modulated inverter[J].International Journal of Power and Energy Conversion,2011,2(2):153-176.

[13]Bal G,Ozturk N,Bekiroglu E.Investigation of switching losses for sinusoidal PWM zero current switching inverter and resonant link inverter[C].IEEE Industrial Electronics Annual Conference,2009:590-594.

[14]Jiang M C,Tu G B,Chen C H,et al.Analysis and design of a novel soft-switching three-phase inverter[C].International Power Electronics Conference,2010:125-130.

[15]Bellar M,Wu T,Tchamdjou A,et al.A review of soft-switched DC-AC converters[J].IEEE Transactions on Industry Application,1998,34(4):847-860.

[16]Frame S,Katsis D,Lee D H,et al.A three-phase transition inverter with inductor feedback[C].Virginia Power Electronics Center Seminar,1996:189-193.

[17]Choi J,Boroyevich D,Lee F C.A novel ZVT inverter with simplified auxiliary circuit[C].IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition,2001:1151-1157.

[18]Hua G,Yang,Jiang Y,et al.Novel zero-current-transition PWM converters[C].IEEE Power Electronics Specialist Conference,1993:538-544.

[19]Mao H,Lee F C,Zhou X,et al.Improved zero-current-transition converters for high power applica-tions[C].IEEE Institute for Advanced Studies,Annu,Meeting,1996:1145-1152.

[20]Li Y,Lee F C.A comparative study of a family of zero-current-transition schemes for three-phase inverter applications[C].Applied Power Electronics Conference and Exposition,2001:1158-1164.

[21]Li Y,Lee F C,Boroyevich D.A simplified three-phase zero-current-transition inverter with three auxiliary switches[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2003,18(3):802-813.

[22]Yong L,Lee F C,Boroyevich D.A three-phase soft-transition inverter with a novel control strategy for zero-current and near zero-voltage switching[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2001,16(5):710-723.

[23]Lee D H,Li Y,Lee F C,et al.2nd phase SEMS project report[R].Virginia Tech.Blacksburg,1996.

[24]Li Y,Lee F C.A generalized zero-current-transition concept to simplify multilevel ZCT converters[J].IEEE Transactions on Industry Applications,2006,42(5):1310-1320.

[25]Thomas B,Steffen B.The active NPC converter for medium-voltage applications[C].Industry Applications Annual Conference,2005:84-91.