電磁兼容條件下的高功率因數PFC電路設計

賴龍龍，林維明

（福州大學電氣工程與自動化學院，福建 福州350002）

0 引 言

隨著電力電子設備的廣泛使用，大量無功功率以及諧波電流被注入電網，由此引發的電網功率因數下降，電子設備受電磁干擾（EMI）的問題愈加嚴重。為此，各國對電子設備的功率因數（PF）、諧波含量以及電磁兼容性（EMC）做出了嚴格的限制，例如我國包括GB／T17626在內的電磁兼容相關標準體系以及國際電工委員會（IEC）發布的IEC61000、CISPR22等標準。因此，功率因數校正（PFC）以及EMI濾波器設計成為電子工程師在設計中必須考慮的問題［1，2］。

本文詳細分析了EMI濾波器對PFC電路的影響，并在此基礎上提出了采用BOOST型PFC電路時如何對EMI濾波器影響進行補償的方法。

1 功率因數校正

功率因數（Power Factor，PF）是指設備的輸入有功功率（P）與視在功率（S）之比，其值可由式（1）給出［3］。

式中，U1為基波電壓有效值；I1為基波電流有效值；φ為基波電流與基波電壓相位差；Irms為輸入電流有效值；γ＝I1／Irms為電流波形失真系數；cosφ為相移因子。

當輸入電流波形失真而非正弦波時，定義輸入電流的總諧波失真（Total Harmonic Distortion，THD）如式（2）所示［3］。

式中，In為第n次諧波電流有效值。將式（2）代入式（1）可得：

由式（3）可以看出，提高電子設備PF的方向有兩個，即減小基波電流與基波電壓相位差以及減小輸入電流畸變。

接入電網的開關電源需要在前級對輸入交流電進行整流，典型的橋式整流電路及其輸入電壓電流波形如圖1所示［3］。由于整流橋后儲能電容的存在，整流橋二極管僅在輸入電壓尖峰附近輸入電壓大于電容電壓時才導通。因此輸入電流形成如圖1所示的尖峰電流，電流嚴重畸變致使PF下降。

圖1 不控橋式整流及輸入電壓電流波形圖

有源功率因數校正技術（Active Power Factor C－orrect，APFC），通過使電路中有源開關器件以高頻通斷的形式工作，可以使輸入電流跟蹤輸入電壓，從而實現提高功率因數，降低THD的目的。以Boost型PFC電路為例，其拓撲及其工作于BCM模式時輸入電壓電流波形如圖2所示［4］。

圖2 臨界連續BOOST型PFC電路

2 EMI濾波器

電磁兼容（Electro Magnetic Compatibility，EMC）設計包括兩個方面的內容，一是電子設備能夠在一定的電磁干擾（Electro Magnetic Interference，EMI）條件下正常工作，即對電磁干擾有一定抗擾度；二是電子設備所發出的電磁騷擾信號被控制在一定的范圍之內。電磁干擾信號按頻率不同被分為傳導干擾和輻射干擾，150 kHz至30 MHz頻段為傳導干擾，30 MHz至300 MHz為輻射干擾。傳導干擾沿電源線傳播，分為差模干擾和共模干擾。共模干擾信號由L線、N線共同進入，經地線回到電源；差模干擾則在L線和N線之間流動［5］。

開關電源中為了抑制傳導干擾，需要在電源輸入端加入共模和差模濾波器件。典型輸入濾波電路如圖3所示［5］，共模電感LY與共模電容 CY1、CY2構成共模濾波器，Cx與整流橋后π型濾波器C1、L1、C2共同構成差模濾波器。

3 差模濾波對APFC影響分析

圖3 輸入濾波電路

共模電感對于差模輸入信號近似為零阻抗，在分析中僅考慮整流橋前差模電容、共模電感的漏感以及橋后π型濾波器對于PFC電路的影響。此外，在有源功率因數校正中通過控制芯片能夠實現PFC部分輸入電流完全跟蹤輸入電壓，因此在分析中可以將PFC部分等效成電阻進行分析。

當不考慮EMC時，BOOST型PFC電路如圖2所示。橋后的電容用于濾除由于開關造成的高頻紋波，使輸入電流平滑。電容的取值由式（4）給出［6］，此時電容僅用于濾除開關紋波，電容取值相對考慮EMC時要小的多，因此可以很容易的提高PF。此時輸入電壓和輸入電流波形與不控整流相同，但由于C0很小，導通角接近π／2，故而PF更高。

式中，Iin為對應最小輸入電壓時的輸入電流；fmin為PFC最小工作頻率；r為C0電壓紋波系數；Uacmin為最小輸入電壓。

當考慮EMC，在橋前加入差模電容，橋后加入π型濾波器時BOOST型PFC電路如圖4所示。對PFC級進行等效，得到等效電路圖如圖5所示。圖5所示電路輸入電壓輸入電流波形如圖6所示。

圖4 加差模濾波BOOST型PFC電路

圖5 加差模濾波BOOST型PFC電路等效仿真圖

圖6 經差模濾波及PFC電路校正輸入電壓電流波形

t0－t1：輸入電壓大于C1端電壓，二極管 D1、D4導通，D2、D3截止，輸入電流通過整流橋及π型濾波器流向負載。此時，輸入直接給 Llk、Cx、C1、L1、C2以及 R構成的容性負載阻抗網絡供電，輸入電流超前輸入電壓，超前角為φ。

t1－t2：輸入電流反向變負，二極管 D1、D4導通，D2、D3截止。此時電容Cx放電，電流分兩路，一路流向輸入端使輸入電流反向，另一路通過D1、D4流向負載。

t2－t3：輸入電壓小于 C1端電壓，二極管 D1、D4、D2、D3均截止。輸入電流等于電容Cx放電電流。電容C1、C2放電，電流流向負載R，電容電壓下降。至t3時輸入電壓大于C1端電壓二極管D2、D3導通，D1、D4截止。t2至t3時刻整流橋截止，輸入電壓不向負載供電，輸入電流畸變，β角、θ角為畸變角。

后半周期與前半周期類似，輸入電流反向，本文不再展開討論。從圖6中可以看出，EMC濾波器的加入使輸入電流波形嚴重畸變，PF值下降。橋前X電容及橋后π型濾波器中的電容使得電路輸入阻抗呈容性，輸入電流超前輸入電壓。

4 高功率因數濾波電路設計

對于圖（6）中的超前相位角φ和畸變角β和θ，可以通過計算負載阻抗網絡的阻抗角得出。在計算中忽略2次及2次以上紋波。

超前相位角φ可由式（5）給出。φ角是Llk、Cx、C1、L1、C2以及R構成的容性負載阻抗網絡的阻抗角。

式中，ω為輸入電壓角頻率，對于我國市電ω＝2πf＝2×3．14×50 rad／s＝314 rad／s。R 為負載等效電阻，其值可由 R＝Urms－in2／PPFC－in給出，Urms－in為輸入交流電壓有效值，PPFC－in為PFC級輸入功率。

由式（3）和式（5）不難推出，PF隨輸入電壓有效值和頻率的上升而下降，隨PFC輸入功率的上升而上升。

對于β角的計算，可由式（6）給出。β角即為橋后π型濾波器與負載R組成的阻抗網絡的阻抗角。

由圖6可知，t0時刻前整流橋截止，在輸入電壓大于C1端電壓后重新導通，這個過程相當于一個整流橋后帶濾波電容的不控整流過程。此時θ角即為起始導電角，可由式（7）給出［3］。從式中可以看出，θ角隨Rω（C1＋C2）的增大而增大。

從上述分析可知，EMC濾波器的引入使輸入電流的相位角超前輸入電壓，輸入電流波形產生畸變。為了提高功率因數，降低THD，應減小超前角φ，減小畸變角β和θ。據此，可以推出在綜合考慮EMC和PFC時差模電容的兩條設計原則：

原則一：在能滿足EMC的前提下可以考慮增大差模電感的使用，盡量減小Cx＋C1＋C2的大小；

原則二：β角、θ角均隨Rω（C1＋C2）的增大而增大，因此在保證Cx＋C1＋C2大小的前提下，Cx和C1＋C2的配合中，可以考慮增大Cx，減小C1＋C2，但C1＋C2的取值要大于式（4）中C0的值。

5 PFC補償電路設計

第4節分析了如何設計Cx、C1、C2以保證在滿足EMC的條件下盡可能的提高PF，減小THD。本節將分析在Cx、C1、C2已定的情況下，如何在PFC級中通過電路補償，以減小超前相位和增大導通角，提高PF減小THD。

由式（5）、式（6）和式（7）可知，在輸入電壓過零點附近出現的φ、β、θ三個角均隨負載R的增大而增大。在第3節的分析中均假設R值在整個周期中固定不變，但分析可知，如果使R在過零點處減小（即負載電流增大），在峰值處變大（即負載電流減小），整個周期內電流的平均值不變，則有可能使PF和THD得到改善。而定性分析的結果也是一樣的，當過零點處負載電流變大時，C1、C2上的最低電壓相應減小，整流橋的導通時間變長，電流畸變減小，PF和THD得到改善。因此，本節將重點討論如何增大過零點負載電流，進行過零點失真補償。

本文以臨界過渡模式PFC控制芯片L6563［7］為例介紹PFC的電路補償。如圖7所示，L6563的MULT腳和INV腳分別是乘法器的輸入端和誤差放大器的反向輸入端。MULT腳是L6563乘法器的輸入端，整流橋后的電壓波形經分壓后被送入MULT腳，經乘法器用于提供電流波形基準。MULT腳的電平高則輸出的峰值電流大。INV腳是PFC輸出電壓環誤差放大器的反向輸入引腳。通過調節INV上的分壓電阻，可以調節PFC輸出電壓的大小。電壓環的誤差放大輸出被送到乘法器用于調節電流參考基準。本文討論的幾種補償方案正是建立在這兩個引腳上的。

圖7 L6563應用圖

方案1是通過MULT腳進行補償。如圖8通過在MULT腳的分壓電阻處增加一個穩壓管ZD1，可以有效的對PFC電路進行過零補償［8］。當整流線電壓在峰值附近時MULT腳的電平被穩壓管箝位，輸入到乘法器的電平減小，而使得峰值附近電流減小，為維持輸出功率過零點附近的電流就相應增大，從而達到增大過零點負載電流的目的，進而使PF得到提高。

方案2如圖8所示，在MULT腳的下分壓電阻處并一電容，使MULT腳電平滯后于整流線電壓。當輸入電壓過零時，MULT腳電平不在谷底，從而增大過零點電流。通過調節下分壓電阻和電容，可以有效地補償過零點失真，提高PF降低THD。

圖8 L6563補償方案

方案3是通過INV腳進行補嘗。通過向INV腳注入與整流橋后電壓同相位的電壓，可以使誤差放大輸出在電壓尖峰附件減小，而在谷底附近加大。誤差放大信號注入乘法器后就可以使輸出電流在電壓尖峰附近減小，在谷底附近增大，因此可以提高PF降低THD。

6 實驗結果

根據上述分析，本文制作了一臺基于L6563控制的150 W實驗樣機。設計參數：輸入90～305 Vacrms，PFC級輸出功率155 W，輸出電壓450 V。設計PFC電感為380μH。

圖9為不同差模電感和差模電容組合下樣機在220 Vac－rms滿載時的傳導干擾曲線。從圖中可以看出，在3種組合下傳導干擾曲線無太大變化。而從表1可以看出組合2和組合3的PF和THD則明顯要優于組合1。實驗結果證明了第4節中推出的兩條設計原則的正確性。

圖9 不同差模濾波組合的傳導干擾圖

表1 不同差模濾波組合的PF和THD對比

表2為采用3種不同補償方案時的PF和THD與未采用補償時的對比。從中可以看出第5節中所述的3種補償方案能夠有效的提高PF減小THD，證明了理論分析的正確性。

表2 不同補償方案的PF和THD對比

此外，圖10對未補償和采用補償方案2時的輸入電流、輸入電壓與C1端電壓的波形進行了比較。從圖中可以看出，采用補償方案2時C1在輸入電壓過零點時，最小端電壓從64 V變為58 V，而整流橋截止時間由1．6 ms變為1．4 ms，畸變角減小。這與理論分析是一致的。

圖10 補償前后輸入波形對比

7 結 論

本文詳細分析了差模濾波電路對輸入電流的影響，比較了不同輸入差模濾波電路下的PF和THD，并推導出了差模濾波設計中的兩條原則，同時介紹了PFC電路的補償原則與幾種常見的補償方案。最后，文中制作了一臺150 W的實驗樣機，實驗結果證明了理論分析的正確性。合理設計差模濾波器，采用適當的補償電路能夠有效的改善PFC電路性能，提高PF降低THD。

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