模塊化多電平拓撲結構在統一潮流控制器中的應用

連天

（建德市供電局，浙江 建德 311600）

1 概述

近些年，在中高壓領域得到廣泛應用的模塊化多電平（M M C）技術，因其采用了子模塊（S M）級聯的多電平拓撲結構，更能適應高電壓、高功率要求而得到學界的關注。與兩電平拓撲或者三電平的拓撲相比，M M C技術具有以下特點：首先在橋臂中直接串聯的各子模塊可處于任意的工作狀態，這樣可有效避免了動態均壓問題。其次多電平的輸出減少了輸出電壓的諧波含量使得輸出電壓波形質量有了較大的提高，并可以減小交流濾波器的容量。模塊化的架構便于容量的拓展以及維護的靈活、方便，模塊冗余的配置也極大的提高了系統運行的可靠性。

本文根據M M C技術在中高壓電網中的具體應用，提出了基于模塊化多電平技術的新型統一潮流控制器（M M C-U P F C）的拓撲結構，并結合傳統載波移相技術，分析了M M C換流器的調制技術和子模塊電容均壓方法，提出了一種可極大減少開關動作次數的脈寬調制策略，具有一定的工程意義。

2 M M C-U P F C系統與拓撲結構

2.1 M M C-U P F C系統接線

M M C-U P F C系統接線如圖1（a）所示。由兩個通過公用直流母線連接的換流器組成，采用并聯和串聯方式接入系統。并聯側換流器1通過從系統吸收有功用以建立直流母線電壓，并可向接入點插入幅值可調的無功電流，實現無功補償，串聯側換流器2則通過耦合變壓器向系統注入相位、幅值均可調節的電壓，從而實現對線路潮流的調節。

圖1

2.2 M M C-U P F C拓撲結構

M M C拓撲結構見圖1（b）所示。換流器由上下各3個橋臂單元組成，分別構成了三相交流輸出的控制橋臂，各橋臂由等量的子模塊級聯而成，同相的上下兩個橋臂分別串聯限流電抗器L 0而組成相單元，為了增加換流器工作的可靠性，在各橋臂分別設置了冗余子模塊。

子模塊由二只輸出端均反相并聯了二極管的絕緣柵雙極型晶體管（I G B T）的半橋和一個直流儲能電容C組成，控制其觸發極S 1、S 2，便可控制子模塊的工作狀態,子模塊可定義為三種基本工作狀態：

（1）I G B T均關斷的輸出閉鎖狀態，正常情況下不會出現此狀態；（2）僅有下I GB T觸發導通的模塊切除狀態，子模塊輸出零電壓；（3）僅有上I G B T觸發導通的模塊投入狀態，子模塊輸出電容電壓。

此外每個子模塊還設置旁路開關S B，以實現在子模塊故障時旁路開關動作隔離故障子模塊的作用，避免子模塊故障時影響換流器的正常工作。

2.3 M M C運行分析

如圖2所示：Vdc、Idc分別表示直流母線電壓和電流，Vj（j=a,b,c）、Ij（j=a,b,c）分別表示j相輸出電壓和輸出電流，Vpj、Vnj分別表示各相上下橋臂的子模塊電壓，則對應的橋臂電流則可表示為：

上式中Izj表示j相橋臂的環流，（1）+（2）便可得出其與橋臂電流的關系為：

圖2

由K V L定理，可得出以下關系：

上式中Vdiff_j為j相的不平衡電壓。由（4）、（5）兩式可以得出以下結論：

（a）j相交流輸出電壓只與該相上下橋臂模塊電壓以及橋臂電流有關；

（b）j相環流只與直流母線電壓和該相上下橋臂模塊電壓有關；

阻塞網絡的設計形式和數量應根據具體情況而定，阻塞網絡中的電感、電容的選用與阻塞頻率大小和頻率的間隔有關，間隔越小，功率損耗就越大，對電感電容的耐壓、功率要求就越大。常用的阻塞網絡有先串聯后并聯網絡和串聯回路的并聯諧振網絡，整個阻塞網絡最終的諧振點應與被阻塞的頻率一致。

3 M M C電容均壓方法和調制策略

3.1子模塊電容均壓策略

圖4 MMC-UPFC動態特性

在任意時刻，M M C的橋臂所級聯的各子模塊工作狀態是不相同的，且子模塊的投切操作也是不同步的，因此會造成子模塊電容電壓的不均等現象，對M M C穩定運行不利。而子模塊由于元件、工藝等原因，造成模塊參數的離散，也會使得其電容電壓不均等，則需要采取輔助的電容均壓技術。目前模塊均壓一般可采用如下方法實現：

（1）實時監測各子模塊電容電壓值；

（2）實時監測各橋臂的電流方向，用以判定子模塊充放電情況；

圖3 MMC-UPFC調制及電容均壓策略

（3）根據已確定的各橋臂子模塊數、各子模塊電容電壓及橋臂電流來確定所需投入的子模塊。當子模塊充電時，將橋臂上子模塊的電容電壓由低到高排序，并投入相應的子模塊數，使其電壓升高；同理，當子模塊放電時，將橋臂上子模塊的電容電壓由高到低排序，并投入相應的子模塊數，使其電壓降低。

3.2調制策略

載波移相技術（P S P WM）常用于級聯型多電平換流器的控制中。本文根據P S P WM的優點，結合電容均壓技術與脈寬調制技術，提出一種可以有效降低I GB T動作頻率，并較為方便實現電容均壓的控制策略，其控制框圖見圖3所示。

對于每個橋臂由N個子模塊級聯而成的換流器來說，參考信號分別與N個三角波比較，兩個相鄰模塊的三角波相位差為3 6 0/N。如果在某控制時刻需要有N O N個子模塊開通，傳統載波移相技術，是根據該時刻橋臂電流的方向，將所有子模塊的電容電壓按一定條件重新排序，然后選擇排序前N O N個子模塊開通。本文提出的調制方法，稱為R F-P S P WM，該方法在任何一個控制周期中，都無需將所有電容電壓重新排序，而是取本控制周期中所需開通的子模塊數與上一周期中已開通的子模塊數之間的差值ΔN O N，來確定這一控制周期所需開通的子模塊數，具體可描述為：若ΔN O N>0：說明需開通ΔN O N個已關斷的子模塊，若該控制時刻橋臂處于充電狀態，則將橋臂上已關斷的子模塊的電容電壓由低到高排序，將排序前ΔN O N個子模塊開通。同理，若該控制時刻橋臂處于放電狀態，則將橋臂上已關斷的子模塊的電容電壓由高到低排序，將排序前ΔN O N個子模塊開通。若ΔN O N<0：說明需關斷ΔN O N個已開通的子模塊，若該控制時刻橋臂處于充電狀態，則將橋臂上的子模塊按電容電壓由低到高排序，將排序前ΔN O N個子模塊關斷。同理，若該控制時刻橋臂處于放電狀態，則將橋臂上的子模塊按電容電壓由高到低排序，將排序前ΔN O N個子模塊關斷。

由上述可見，P F-P S P WM技術能大量減少子模塊的頻繁切投操作，從而有效減少I G B T的動作次數，減少開關損耗。

4 仿真驗證

為仿真分析方便，設U P F C未投入時，兩側系統沒有功率交換。由圖4（a）（b）可見，在t=0.2 s和t=0.4 s時，系統有功功率發生變化，在t=0.6 s時，系統無功功率發生變化，說明U P F C可對線路P和Q進行獨立調節。由圖 4（c）（d）可見，U P F C在進行潮流調節時，直流母線電壓和子模塊電容電壓均能夠保持穩定。

結語

本文提出了M M C-U P F C的拓撲結構，并對M M C運行進行分析，提出了一種能有效降I G B T動作頻率和保持子模塊均壓的調制策略，得到了良好的控制效果，并搭建了仿真模型對所提出的策略進行驗證，證實了所述策略的正確性和可行性。

[1]連霄壤．基于模塊化多電平的統一潮流控制器拓撲設計[J].機電工程，2012.

[2]Hagiwara,M.;Akagi,H.;,“Control and Experiment of Pulsewidth -Modulated Modular Multilevel Converters,”Power Electronics,IEEE Transactions on ,vol.24,no.7,pp.1737-1746,July 2009.

[3]ABB提供TZW50型空壓機維護手冊[Z].