基于飛兆FSD器件的開關電源*

李文峰，蔣 玉，韓 非

（西安科技大學，陜西 西安 710054）

開關電源是一種電能轉換的表現形式，隨著集成電路的不斷發展，開關電源越來越趨向于高頻化、模塊化、綠色化和數字化[1]。本文主要介紹由飛兆半導體公司研發的FSD系列綠色器件實現的反激式開關電源的設計，該設計的目的是將其應用于UPS電源中的供電和充電環節，以實現應急通信的后備電源。

1 開關電源的工作原理

FSDx321系列器件是飛兆半導體公司專用的開關電源器件，它具有高度集成的特性，將開關管與PWM控制器集成到一個芯片里，減少了外部元器件的使用。它的內部集成了脈沖寬度調節器、抗惡劣環境FET、高壓電源開關穩壓器[2]。相較于分立的MOSFET、控制器或RCC開關轉換器，FSDx321減少了總元件數量，縮小了設計尺寸，減小了重量，同時提高了效率、生產力和系統的可靠性[3]。由它實現的開關電源的原理如圖1所示。

開關電源采用反激式拓撲結構，核心芯片是飛兆半導體的FSDH321。該部分電路的作用是將220 V的交流電轉換為15 V的直流電。接通交流電源后，220 V的交流高壓經過共模電感濾除高頻共模噪聲，通過安規電容來抑制信號傳輸的EMI干擾，經過橋式整流、大電容濾波產生一個約308 V的直流高壓，再通過限流電阻加到芯片的管腳。電路上電后，與VSTR連接的芯片內部開關閉合對與VCC管腳連接的外部電容充電，當電壓達到閾值電壓12 V時，內部開關斷開。電路進入穩定工作后，由變壓器的輔助繞組提供 VCC的工作電壓，C11、C9、C19是濾波電容。FSDx321內置的MOSFET在閉合期間，電流在功率變壓器的初級繞組內流動，并將電能轉換為磁能儲存在變壓器的初級線圈里[4]。當MOSFET斷開時，由于變壓器繞組內的電流不能突變，此時通過刺激的整流二極管D6將能量傳遞到次級電路[5]。在MOSFET關閉期間，由于變壓器漏感產生感應電壓加在開關管的漏極上，若電壓過高可能損壞管子，因此在輸入直流高壓與MOSFET之間設計了能夠吸收電壓尖峰的RCD吸收緩沖電路。電路的輸出電流可通過與IPK連接的外部電阻來調節。當IPK懸空時，電路具有最大輸出電流700 mA。采樣電阻R10通過將采樣電流轉變成電壓信號與TL431組成的基準電壓進行比較來控制JC817的內部發光二極管的發光強度，內部的光敏三極管接收到不同的發光強度后反饋給芯片的VFB端來調節電路正常工作的占空比。 圖 1 中的 C22、C14、C15、C23、C16、C17 是輸出濾波電容[6]，由于輸出的濾波電容具有濾除紋波的作用，如果電容的ESR過高，將會產生較大的等效能量，這個能量在電容上會產生熱量，長時間的積累將會損壞電容，故將C22和C23設計為高頻低阻系列。

圖1 開關電源電源原理圖

2 開關電源參數的設計

2.1 變壓器的設計

反激式電源變換器設計的關鍵因素之一是變壓器的設計。此處的變壓器不是真正意義上的變壓器，而是一個由磁芯和線圈構成的能量存儲裝置。在變壓器初級導通期間，能量存儲在磁芯的氣隙中，關斷期間存儲的能量被傳送給輸出。初、次級的電流不是同時流動的，因此它更多地被認為是一個帶有次級繞組的電感[7]。變壓器設計應遵循在最壞的情況下也能穩定工作的原則，也就是開關電源處于最低電壓最大負載情況下能夠穩定工作，此時變壓器一次側的電感量為：

其中，VmDCin為最小輸入直流電壓；Dmax為最大占空比，與原邊的反激電壓和最小直流輸入電壓有關，這里取為0.445；KRF為最壞情況下的紋波系數；fs為開關頻率；PIN為輸入功率，Po（max）為最大輸出功率。由于實際變壓器存在一定的漏感，為減小能耗，漏感應盡可能小。在變壓器的設計中，首先要選擇所用的磁芯材料和磁芯結構。磁芯材料要考慮的最主要因素是它的工作頻率處的損耗和磁感應強度。查表可知[8]，工作頻率為100 kHz時的最大工作磁感應強度 Bmax的范圍是 0.25Bs～0.4Bs。高頻變壓器的 Po（max）與磁芯截面積 Ae和窗口面積 AP存在如下關系：

由實際功率可以計算出最大輸出功率 Po（max），升壓開關電源的效率η一般為80%～90%之間，窗口利用系數Ku取典型值為0.29，電流密度Kj一般取值是600 A/cm2。每個磁芯都有固定的Ap，在廠家提供的磁芯參數表里查詢大于或等于所求數值的磁芯即符合設計要求。

在DCM的工作模式下，原邊的繞組匝數為：

在選定磁芯后，Bmax就確定了，副邊繞組匝數Ns與原邊繞組Np的關系為：

其中，VO是輸出電壓，VF是整流二極管的正向導通壓降。

流過原邊繞組的電流 Iin（max）及峰值電流Ipk決定了繞組線頸的選擇，它們的公式分別為：

由電流密度的定義可以求出線徑d的大小：

變壓器設計為一個反復驗證的過程，初步計算完成后，應通過最大磁感應強度和趨膚效應的大小來驗證其合理性，如果不合適應重新設計以滿足要求。

2.2 整流二極管和濾波電容的選擇

在開關電源中，整流二級管及濾波電容的選擇應根據電路的最大感應電壓和電流的有效值，在選取時要使器件留有足夠的裕量[9]。通常取二極管的反向電壓大于2倍的直流輸出電壓，正向電流大于1.5倍的直流輸出電流。濾波電容的選擇主要考慮電源通過時的紋波電壓大小及耐壓值是否足夠大，綜合考慮應選取高頻低阻系列。

2.3 RCD鉗位吸收電路

RCD吸收電路具有結構簡單、成本低廉的特點，所以在以集成電路為核心的開關電源里應用廣泛。但是由于RCD電路的鉗位電壓會隨著負載的變化而變化，如果參數設計不合理，會影響開關電源的效率。它的原理圖如圖2所示。

圖2 帶RCD吸收電路的反激變換器原理圖

當開關管導通時，輸入電壓VIN加在變壓器繞組上，由于D反向偏置，阻止鉗位電容的放電，所以電容C上電壓為零。當開關管關斷時，變壓器的漏感能量給Cs充電直至其上的電壓達到VIN，二極管導通，鉗位電容上的電壓組件上升，即Cs上的電壓也逐漸上升直到達到2VIN。接著，電阻R會消耗掉電容上的電量，直到電容上的電壓返回到原來的值。電路達到穩態后，箝位電容電壓會自動調整，直到多余的能量消耗在電阻上。如果沒有RCD緩沖電路，漏感中的能量將會在開關轉換瞬間加在Cs上，開關管將會承受較高的電應力，極易導致開關管損壞[10]。

首先確定吸收電路的應吸收的功率P：

其中，V是吸收電路兩端的電壓，T1是漏感電流釋放至零的時間，T為開關周期，f為開關頻率。若忽略D的壓降，加在吸收電路兩端的電壓為 V=（Vo+Vp）N，所以：

由式（10）可知，吸收電路吸收的功率和電阻消耗的功率應完全相等。即：

整理式（9）、（10）可得：

C值的選擇與開關頻率相關，開關頻率低時應增加C的值；D應選取超快恢復二極管。

3 實驗結果及設計總結

通過最終產品的運行證明該設計能滿足需要的各項功能。開關電源工作在100 kHz的輸出電壓是15 V，紋波電壓控制在1%左右。輸出電流是0～700 mA，電源在115 VAC～245 VAC輸入的范圍內工作效率大于80%。電源小板的大小只有80 mm×45 mm。圖3和圖4是用示波器所測的開關電源的直流輸出及紋波電壓波形。

圖3 輸出直流電壓波形

圖4 空載輸出紋波

由圖可知，實際測量值滿足要求，與計算吻合。通過圖1可以看出，使用FSD系列電源芯片的外圍元件較少，由于電源芯片內部的電路設計和軟啟動技術使得電路的EMI較小，滿足電路對傳導EMI的要求，且安規方面也滿足3C認證的要求。該電源的設計簡單易行，成本較低，適合于需要相同規格的開關電源系統，且飛兆的FSD集成電源芯片使得整個設計時間較少，電路簡單，在成本上具有很大優勢。

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