一種新型的級聯型多電平逆變器拓撲

王鵬帥 韓如成

（太原科技大學電子信息工程學院，太原 030024）

多電平逆變器是一種利用輸入的多級直流電壓合成所需輸出電壓的電力電子系統。其概念最早在1975年被提出[1]，與傳統的兩電平逆變器相比，多電平逆變器的主要優勢在于其具有較小的電壓應力dv/dt，輸出電能諧波含量少，具有較低的電磁干擾和開關損耗，并且可實現更高的電壓等級的輸出。

最早提出的多電平逆變器的拓撲結構是H橋級聯的形式[1]，在此基礎之上發展了很多新型級聯型拓撲。這種拓撲結構有基本功率變換單元級聯而成，更易實現模塊化，所以其電壓和功率等級可以很容易的通過增加級聯單元來進行擴展。1977年德國學者Holtz提出了一種三電平逆變器，1980年，日本學者南波江章等人對其進行了改進與發展，提出了一種二極管箝位式三電平逆變器[2]。隨后的幾年，飛跨電容式多電平逆變器被提出[3]，這種拓撲結構相較于二極管箝位逆變器來說具有獨有的優勢，一方面他不用數目眾多的箝位二極管，另一方面，其具有更多的開關冗余，配合適當的控制策略可以更好地來解決分壓電容的電壓平衡問題。同時，一些由基本拓撲結構進行串并聯或者電路改造后的新型拓撲也被提了出來[4-7]，它們被稱作混合型拓撲。一些軟開關技術也被用于多電平逆變器電路中來降低開關損耗和提高逆變效率[8-9]。最近，各國學者又提出了幾種新型的逆變器拓撲[10-12]。

盡管多電平逆變器有諸多的優點，但它本身也存在一些問題。一個最大的缺點就是需要數量巨大的電力電子開關器件。雖然低電壓等級和低開關頻率的開關器件可以被用于多電平逆變器，但是每個開關器件都需要以一個與之相關的門極驅動電路和保護電路，導致整個系統非常的昂貴和復雜。所以在實際應用中，減少開關數目與簡化門極驅動與保護電路就顯得十分的必要。

本文介紹了一種級聯型逆變器的新型拓撲結構，該拓撲結構可以實現在使用更少的開關器件和門極驅動電路的條件下實現更多電平的輸出。文中還提出了一種減少使用直流電源個數的方法。最后，對這種新型的拓撲結構進行了基于 PWM調制方法的探討和仿真研究，驗證了該拓撲結構的正確性與優越性。

1 傳統級聯型多電平逆變器

傳統的級聯式多電平逆變器是以具有獨立直流電源的單相兩電平全橋逆變器（FBI或2H橋）為基本功率單元進行的直接串聯疊加。圖 1（a）為 2H橋基本功率單元（b）為單相傳統級聯式多電平逆變器的拓撲電路。

圖1 傳統級聯多電平逆變器

圖1中的開關器件均為IGBT等電力電子開關器件，圖1（b）為2H橋級聯式多電平逆變器的單相拓撲結構，其總的輸出電壓可由下式表示：

如果令第一個直流電壓源（v1）為基準電壓，且

那么，這種級聯型逆變器就稱為對稱多電平逆變器，其最大輸出電壓可表示為

式中，n為H橋的個數，而其有效地輸出電平數為

不對稱的拓撲結構可以在不增加H橋數目的基礎上，增加輸出電壓的電平數。在文獻[11-12]中提出了一種不對稱多電平逆變器的電壓選取方案，其最大輸出電壓和電平數可由下式表示：

對式（4）—（8）進行比較，可以得出結論，在H橋數目相同時，不對稱的級聯型拓撲輸出的電平數要大于對稱的級聯型拓撲，其輸出的最大電壓等級也要大于對稱的級聯型拓撲。

2 新型拓撲結構

文獻[11]中提出的一種改進的多電平單元結構如下圖所示，該單元結構由一個直流電源和兩個開關器件組成。

圖2 新型拓撲結構的基本單元及其典型輸出波形

基本單元的級聯圖如圖3所示，雖然該拓撲電路需要數目眾多的直流電源，但是在一些系統中可以利用可再生的能源（如光伏發電、燃料電池）或者使用一些能量存儲設備（如電容、蓄電池），避免了使用體積龐大的隔離變壓器和整流器。文獻[12]中提出了一種新的方法，該方法應用于級聯型逆變器時，只需要第一個級聯單元使用直流電源，下面n-1個可以使用儲能電容，并且提出了一種適當的調制算法來保持電容電壓的平衡，起到了很好的效果。

圖3 基本單元的級聯結構

表1 基本單元級聯結構的輸出電壓vo及其相對應的開關狀態

以上的拓撲結構只能輸出正向電壓，為了能夠實現電壓反向，在圖3中的輸出電壓加了一個H橋單元，從而構成了圖4中完整的級聯型多電平逆變器拓撲。

圖4 新型級聯多電平逆變器的拓撲結構

表2 輸出電壓正負極性與H橋開關管開關狀態之間的關系

3 新型拓撲電路工作原理分析

下面以二單元級聯型拓撲電路為例來對新型拓撲電路進行分析。

在角度0～π區間內，H橋部分開關管t1和t2導通，t3和t4關斷；π～2π區間內工作原理和 0～π區間內相同，只是此時t3和t4導通，t1和t2關斷，電壓和電流方向與圖中所示方向相反。

在開關狀態①內，開關S1,2和S2,2導通，此時電流經由 VD1，VD2，VD1,1和 VD2,1續流，此時電流方向與圖中電流i的方向相反。

在開關狀態②內，開關管S1,2和S2,1導通，此時電壓V2接入電路，電流經由S2,1，VD1,2和開關管t1流經負載，后經由開關管t2流入電源V2的負極。此時電流和電壓方向均與圖中所示方向相同。

在開關狀態③內，開關管S1,1和S2,1開通，此時電壓V1和V2同時接入電路，電流經由S2,1，S1,1，t1開關管流入負載，后經由開關管t2流入電源負極。此時輸出電壓為V1+V2。電流和電壓方向均與圖中所示方向相同。

在開關狀態④內，開關管S1,1和S2,2導通，此時電壓V1接入電路，電流經由S1,1，t1流經負載，后經由開關管t2和續流二極管VD2,2流入電源V1的負極。此時電流和電壓方向均與圖中所示方向相同。

開關狀態⑤，⑦，⑨和開關狀態③的工作原理相同。開關狀態⑥，⑩和開關狀態②工作原理相同，開關狀態⑧和開關狀態④工作原理相同。

在開關狀態[11]內，開關S1,2和S2,2導通，此時電流經由 VD3，VD4，VD1,1和 VD2,1續流，此時電流方向與圖5（a）中電流i的方向相同。

圖5 二基本單元的級聯電路結構及PWM工作波形

4 新型拓撲結構與傳統拓撲結構的比較

本文提出一種新型拓撲結構的目的就是減少級聯型多電平逆變器中使用的電力電子器件，從而簡化控制電路與保護電路，減少系統的體積。下面從以下幾個方面來對新型拓撲與傳統拓撲進行比較：

4.1 輸出電平數相同時使用的器件數目

表3 輸出電平數相同時使用的器件數目對比

其中n（n≥5）為輸出的電平數，并且拓撲結構均采用對稱的結構。從圖5中我們可以看出在n=5時，新型拓撲與傳統型拓撲在使用的器件數目上沒有差別，但是隨著電平數目的增加，新型拓撲電路的優勢就顯現了出來。

4.2 開關器件的開關損耗

從拓撲結構電路：圖1和圖4可以看出，傳統性拓撲電路中各個開關器件的開關頻率一樣，而在新型拓撲結構中，其級聯部分的開關器件的開關頻率比其2H橋部分的開關頻率要高得多。2H橋部分的開關器件在一個周期內，只需開關一次來對輸出電壓進行換向，其開關頻率就可以選取較低開關頻率的開關器件，從而可以降低開關損耗及系統造價。功率損耗仿真模型如圖6所示，圖7是功率仿真結果，波形與坐標軸所圍的面積就是開關管的功率損耗。根據仿真部分的仿真結果，可以得到不同部分IGBT的功率損耗曲線。

圖6 開關數目與電平數目的關系曲線

圖7 功率損耗仿真模型

圖8 功率損耗仿真

5 仿真研究

多電平逆變器有很多調制策略，根據拓撲結構的不同，調制策略的選取也不一樣。考慮到載波移相 PWM運用于級聯型多電平逆變器的優勢，本文選取載波移相 PWM調制策略來對提出的新型拓撲結構進行仿真分析與驗證。在仿真軟件包 Matlab/Simulink平臺上搭建了新型拓撲結構的七電平模型并進行了實驗仿真。仿真模型采用三個基本單元級聯的形式。SPWM調制方法采用單極性調制，仿真具體參數：Vdc=100V，R=10Ω，L=0.01H，載波比：fc/fr，fr=50Hz，調制度m=0.9。設置仿真時間為 0.04s，仿真結果如圖9、圖10所示。

圖9 仿真實驗主電路與結果

圖10 輸出電壓vo的頻譜圖

仿真分析：從仿真結果可以看出，對于新型級聯型拓撲結構，采用載波移相的 PWM控制，輸出電壓電能質量較高，電壓諧波總畸變率僅為THD=0.94%。

6 結論

本文介紹了一種新型的級聯型多電平逆變器拓撲。該拓撲結構與傳統級聯型多電平逆變器相比，在輸出電平數相同的條件下，需要的電力電子開關數目少于傳統型拓撲結構，簡化了逆變器的主電路、保護電路與控制電路，降低了開關損耗，減少了系統的造價與占地面積。文章最后對該拓撲結構的PWM調制策略進行了研究，建立了仿真模型，仿真結果證實了電路結構與調制策略的正確性與優越性。

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