電動摩托車無刷直流電動機智能控制器設計

黃海波，梅建偉，蘭建平，張 凱

(湖北汽車工業學院，湖北十堰442002)

0 引 言

電動摩托車無刷直流電動機控制器已由早期的純模擬器件［1］，發展到目前的以DSP 等高性能微處理器為核心的數字化控制時代［2］，為無刷電機控制的功能擴展和更新換代提供了非常便利的條件。目前普遍采用基于PID 的速度電流雙閉環控制策略，難以滿足無刷電機動態響應和高性能高精度的要求。因而人們研究了各種改進的控制策略，如神經網絡［3］、滑模變結構［4］、微粒群［5］等算法，這些算法雖然達到了較好的實驗效果，但由于其復雜性且難以實時實現，大都處于計算機仿真和驗證階段。

由于電動摩托車運行環境非常惡劣，而微分項對噪聲極其敏感，因此無論對速度還是電流均不采用微分調節。針對常規PID 控制的缺點和復雜算法的難以實現問題，對無刷直流電動機雙閉環控制策略進行改進，其中速度外環采用參數自整定模糊PI控制，電流內環采用基于積分分離的PI 控制。同時，為降低成本，采用高性能8 位單片機stm8s103，實現了電動摩托車無刷直流電動機的智能控制。

1 系統控制策略

無刷直流電動機速度電流雙閉環控制如圖1 所示，單片機通過霍爾信號不僅知道了轉子空間位置，以此作為確定功率逆變電路的開關信號，而且還可以計算出電機的運行速度，以此反饋速度與設定轉速一起作為自適應模糊速度調節器的輸入。模糊速度調節器的輸出作為電流內環的設定值，與電流檢測單元的反饋電流一起又作為積分分離電流調節器的輸入。電流調節器輸出一定占空比的PWM 信號，結合霍爾檢測出的位置關系來控制逆變電路功率MOSFET 的導通與關閉。

圖1 無刷直流電動機控制結構

1.1 自適應模糊速度調節

自適應模糊速度PI 調節器如圖2 所示，設定速度n0和反饋速度n 的誤差e 和誤差變化率ec作為輸入變量，輸出變量Kp、Ki作為PI 控制器的輸入。根據電機的運行特性建立模糊規則表:

(1)在電機起動或加減速階段，誤差| e | 較大，為了加快起動速度，Kp取較大的值;為了避免超調造成的系統不穩定，這時應當限制K，取較小的值。

(2)當反饋速度接近于設定速度時，即誤差| e |為中等大小時，在保證較好的響應速度的前提下減小系統超調，這時Kp取較小的值，Ki取中等大小的值。

(3)當電機進入穩態調速時，即誤差| e | 較小時，為了保持電機的穩態調速性能，這時Kp和Ki都取較大的值。

圖2 自適應模糊速度PI 控制器

在實際電機控制過程中，輸入變量e、ec和輸出變量Kp和Ki的值域都是不對稱的，設它們的變化范圍分別為［emin，emax］、［ecmin，ecmax］、［Kpmin，Kimax］，它們的歸一化模糊論域均為［－1，1］，正則化變換公式分別:

這里，E、EC、KP和KI分別是e、ec、KP和KI的模糊語言變量，ke、kec是輸入變量e 和ec 的量化因子，kKP、kKI是輸出變量KP和KI的量化因子。E、EC、KP和KI均采用相同的模糊子集{NB，NM，NS，ZO，PS，PM，PB}，隸屬函數采用對稱均勻分布全交迭的三角形形式。采用常規模糊條件和模糊關系IF Aiand BiTHEN Ci形式建立模糊規則表。根據Mamdani 的min－max 合成法，得到采用加權平均解模糊化的輸出KP和KI，最終的實際輸出:

則增量PI 控制器的輸出:

1.2 積分分離電流調節

當電機在起動、停止，尤其是大幅度加減速和負載突變時，速度環的輸出，即電流設定值與電流反饋值之間都會出現較大的偏差。為避免積分作用降低系統的穩定性，此時應該取消積分的作用。當電流設定值與反饋值接近時就加入積分控制，以達到消除靜差提高控制精度的目的。

積分分離控制算法可簡單表示:

這里，T 為采樣時間，也是電流調節的計算周期。β 是積分項的開關系數，當| e(k)| ≤ξ 時，β = 1，否則β = 0。控制算法的程序流程如圖3 所示。

圖3 積分分離算法流程圖

2 無刷直流電動機控制系統的設計

電動摩托車無刷直流電動機控制系統主要包括:由三相全橋逆變主電路和驅動電路構成的功率驅動單元，以stm8s103 單片機為核心的主控模塊，調速把、防盜、串口通信、剎車把、限速及定速巡航構成的人機接口電路，相電流、母線電壓采集電路，Hall 轉子位置檢測電路等。下面將對電路中的主要模塊進行設計分析。

2.1 單片機及外圍電路

圖4 單片機及外圍電路

單片機及外圍電路如圖4 所示，它是系統硬件電路的核心，單片機負責對各路模擬和開關信號進行采集和處理。其中模擬信號包括電源電壓、瞬時電流、平均電流、轉速把電壓等，這些信號都是通過AD 進行采集;開關信號包括過流信號、限速信號、巡航信號和剎車信號等，這些信號都通過單片機的基本輸入輸出口進行采集。為了監測和調試方便，通過串口和PC 機通信，實時觀測系統的各種工作參數，并繪制響應的工作波形。三路漏極開漏的霍爾信號SA、SB 和SC 首先通過上拉，再經過硬件濾波送往單片機進行電機測速測算并計算出轉子的位置關系，結合程序處理后的PWM脈寬，輸出相應的U、V、W 三相上下橋驅動信號。

2.2 驅動及逆變電路

為了滿足電動摩托車的輸出額定功率，并留有較大的峰值功率余量，采用12 只功率MOSFEF 75NF75 構成三相逆變橋，每個橋臂由4 個MOSFET構成，且每個橋臂的上下橋均有兩個MOSFET 并聯。上橋臂的漏極均接在48 V 電壓上，下橋臂的源極均通過阻值為5 mΩ 的電流采樣電阻R47 和R48。電機的三相繞組A、B 和C 均接在三個橋臂的中間點，且在電機內部呈星型連接。在任意時刻只有兩相繞組導通，另一相懸空，因此采樣電阻上的電壓真實反映了電機內部繞組的電流變化。由于三相橋臂的驅動及逆變電路完全相同，圖5 只列出了其中一相的驅動和逆變電路。為了節省成本和電路板面積，將驅動電路和逆變電路集成在一起，并全部采用分立器件設計。為了避免上下橋臂直通短路現象，單片機輸出的驅動信號要保證在一個電周期內U+和U－各持續有效時間為120°，且相互間隔60°。從圖5 的驅動部分可以看出，U+是高電平有效，U －是低電平有效。即U+為高電平且U－也為高電平時，上橋臂導通，下橋臂截止;U+為低電平且U－也為低電平時，上橋臂截止，下橋臂導通。

圖5 驅動及逆變電路

2.3 電流采集電路

電流采集電路由圖6 所示的三個運放電路組成，其中瞬時電流和平均電流的電路結構完全相同，區別僅僅是電容C11 和C12 的不同。C11 的取值通常僅為幾百PF 左右，作用是消除電路中的噪聲，充分保持電流的動態響應，而C12 的取值一般要在0. 1 μF 以上，對電流起到平均濾波的作用。因而從示波器上可以清晰地看到瞬時電流的脈動波形，而平均電流則呈直線狀態。電流采集在整個系統中的作用主要體現在三個方面:一是將平均電流作為電機雙閉環控制策略電流內環的輸入信號。二是將瞬時電流作為系統的限流信號，對系統的功率進行限制，通過調節平均電流的大小可以限制系統的功率輸出，同時也起到一定的保護作用。三是采樣電流信號通過設定的比較器后產生的過流信號作為單片機的IO 引腳中斷信號，一旦過流信號有效，單片機即進入中斷保護，關掉電機，系統進入復位狀態。

圖6 電流采集電路

3 系統實驗測試

3.1 系統的軟件設計

根據stm8s103 單片機的性能特點，將系統的軟件設計分為主程序和中斷服務程序兩大部分。如圖7(a)所示，在主程序部分主要完成系統的初始化，包括CPU 時鐘設定，PI 參數初始化，IO 口功能掃描(含巡航、限速)等。因為stm8s103 的AD 具備連續掃描工作模式，且AD 的轉換速率高達CPU 主頻(16 MHz)的一半，因此將所有需要AD 轉換的信號，包括瞬時電流、平均電流、電源電壓、轉速把電壓分別作為AD 轉換的四個通道AIN0－AIN3 的輸入，一旦設定連續掃描模式后，單片機就自動完成從AIN0 到AIN3 的連續輪詢轉換，并一直循環下去。各個通道的轉換結果都存儲在對應的緩沖寄存器里，以方便隨時讀取，這樣就大大簡化了AD 轉換的程序設計，并提高了軟件處理的實時性。在主程序中還要設計與PC 機的串口通信功能，實時監測系統的工作參數。由于雙閉環控制算法的復雜性，將這部分重要的功能實現也放在主程序中，最后結合限流條件，產生一定占空比的PWM 波。

圖7 程序流程圖

在圖7(b)的中斷服務程序中完成對系統安全性和實時性要求較高的功能，包括過流、剎車、報警、過壓/欠壓，這些信號一旦發生立即進行關閉PWM信號輸出并關機等緊急處理。還有霍爾信號中斷，通過霍爾信號狀態完成轉子位置的檢測和轉速計算，為自適應轉速模糊調節提供反饋量。

3.2 實驗測試

將設計的控制系統應用于電動摩托車專用輪轂電機，電機參數:額定功率800 W，額定轉速3 500 r/min，電壓48 V，極對數32。將瞬時電流的限流值設定為30 A，這樣控制器的輸出功率可達到1 400 W 以上，以滿足電機的瞬時功率要求。將積分分離的電流閾值ξ 設定為15 A，一旦電流差值大于設定的閾值，就分離積分環節。通過兩通道示波器觀測到的信號波形如圖8 所示，其中圖8(a)是單片機輸出的某一相驅動信號，其中一通道顯示的是作用于下橋臂的電平控制信號，下橋臂顯示的是作用于上橋臂的PWM 信號。圖8(b)上下顯示的是電機兩相繞組的相電壓，幅值為電源電壓48 V，中間顯示的是兩相繞組的線電壓，可見在兩相繞組的切換過程中存在反電動勢形成的衰減過渡信號。

圖8 工作波形

上位機可通過串口實時接收系統工作參數，圖9 是根據接收的參數畫出的電機運行速度和電流曲線。其中圖9(a)是電機起動測試波形，電機在約2 s 時快速起動，經過短暫的超調即達到設定的額定速度3 500 r/min，初始起動峰值電流達到24 A，2 s后電流迅速減小。圖9(b)是設定轉速3 000 r/min帶載運行過程中在10～20 s 期間負載突變的測試波形，可見雖然電流變化較大，但速度變化仍較平緩。

圖9 速度電流曲線

4 結 語

本系統硬件除了高性能stm8s103 單片機和常用運放外，全部采用分立器件構成，控制器具有較高的性價比。實驗測試表明，控制器輸出的信號平滑且穩定，抗噪性能好，抗負載擾動能力強，系統具有較強的可靠性和穩定性。目前該控制器已經過大量的室外各種環境測試，并進入批量試制階段。

［1］ 王燦，馬瑞卿，李玲娟，等．電動摩托車用無刷直流電動機控制器設計［J］．微特電機，2007，35(3):25－27．

［2］ 余安富，于平，李先鋒，等．基于TMS320F28335 的無刷直流電動機調速系統設計［J］．儀表技術與傳感器，2011，(9):102 －104．

［3］ 李春峰．基于BP 神經網絡無刷直流電動機換相轉矩脈動抑制方法的研究［J］．長春大學學報，2012，22(10):1181－1185．

［4］ 黃元峰，王海峰．基于滑模變結構控制算法的無刷直流電動機力矩平衡控制系統研究［J］．電機與控制應用，2012，39(2):9 －11．

［5］ 代睿，曹龍漢，何俊強，等．基于微粒群算法的無刷直流電機單神經元自適應控制［J］．電工技術學報，2011，26(4):57－63．