原邊帶箝位輔助諧振支路的移相全橋變換器

耿 攀，李洪義，謝 煒，柳 彬，李小謙

(1．武漢第二船舶設計研究院，湖北 武漢430064; 2．海軍991 工程辦公室，北京100841)

1 概 述

移相控制的全橋PWM 變換器是艦船上最常用的中大功率DC/DC 變換電路拓撲形式之一。移相PWM 控制方式利用開關管的結電容和高頻變壓器的漏電感或原邊串聯電感作為諧振元件，使開關管能進行0 電壓開通和關斷，從而有效降低電路的開關損耗和開關噪聲，減少器件開關過程中產生的電磁干擾，為變換器提高開關頻率、提高效率、減小尺寸及減輕質量提供了良好的條件。

然而傳統的移相全橋變換器(見圖1)的輸出整流二極管存在反向恢復過程，會引起寄生振蕩，二極管上存在很高的尖峰電壓，需增加阻容吸收回路進行抑制。

為了抑制這樣的寄生振蕩和電壓尖峰，在初級并接箝位二極管的改進電路［1－2］。隨后又對箝位二極管和換向電感的位置進行了研究［3］。

加箝位二極管輔助諧振換流網絡移相變換器按照箝位二極管與超前臂相連還是與滯后臂相連分為2 種結構［3－5］:一種為輔助支路與超前臂相連，稱為箝位支路超前型變換器(見圖2);另一種為輔助支路與滯后臂相連，稱為箝位支路滯后型變換器(見圖3)。超前型和滯后型都能起到抑制整流橋寄生振蕩的作用，但二者對箝位二極管、開關管的導通損耗影響和對直流偏磁的影響有明顯的區別。

圖1 傳統移相全橋變換器電路Fig.1 Traditional phase-shifted full-bridge converter circuit

本文通過理論分析、結合仿真和試驗研究比較了兩型箝位電路。

圖2 加入箝位二極管輔助支路的超前型變換器Fig.2 Leading type converter with clamping diodes auxiliary branch

2 超前型和滯后型箝位支路工作工程分析比較

原邊帶箝位二極管的ZVS 全橋變換器主電路拓撲如圖2 和圖4所示，其中D1 ～D4 分別是開關管V1 ～V4 的內部寄生二極管，C1 ～C4 分別是V1 ～V4 的寄生電容或者外接電容，L1 是諧振電感(包括了變壓器的漏感)，C5 是隔直電容。每個橋臂2個開關管成180°互補導通，2 個橋臂導通角相差1個相位，即移相角，通過調節移相角可以調節輸出電壓V1 和V2 分別領先于V4 和V3 一個相位，V1和V2 組成超前橋臂，V4 和V3 組成滯后橋臂。D9和D10 為變換器原邊附加的箝位二極管。副邊采用全橋整流方式，CDR5 ～CDR8 分別為二極管D5 ～D8 的等效并聯電容。

2.1 超前型箝位支路工作工程分析

加入箝位二極管輔助支路的超前型變換器電路圖見圖2，工作過程見圖3。

1)狀態1［t0，t1］:在t0時刻以前V1，V4 和D6，D7 導通。在t0時刻，V1 關斷，諧振電感上的電流iL1對C1 充電，對C2 放電，由于有C1 和C2，V1 為0 電壓關斷，D9 和D10 不導通。

2)狀態2［t1，t2］:t1時刻，C2 的電壓降為0，D2 自然導通，此時可以0 電壓開V2。Cdr5 和Cdr8 繼續放電，iL1和變壓器原邊電流ip繼續下降。

3)狀態3［t2，t3］:t2時刻，Cdr5 和Cdr8 完全放電，D5 和D8 導通，4 個整流二極管都導通，副邊短接，iL1，ip處于自然續流狀態。

4)狀態4［t3，t4］:t3時刻，關斷V4，ip給C3 放電，給C4 充電，iL1和ip相等，一起線性下降，由于有C2 和C4，V4 是0 電壓關斷。

5)狀態5［t4，t6］:t4時刻，D3 導通，V3 能夠以0 電壓開通。t5時刻，ip由正向過0，且向負方向增加，由于ip不足以提供負載電流，D6 和D7 仍然導通，Vin全部加在L1 上，iL1和ip同時線性負增長。

6)狀態6［t6，t7］:t6時刻，D6 和D7 關斷，D5 和D8 流過全部負載電流。L1 與Cdr6 和Cdr7 諧振，給Cdr6 和Cdr7 充電，iL11和1ip繼續線性負增長。

圖3 加入箝位二極管的超前型變換器工作波形Fig.3 Working waveform of leading type converter with clamping diodes

7)狀態7［t7，t8］:t7時刻，Cdr6 和Cdr7 電壓上升到Vin/k，D10 導通，將原邊電壓箝位在Vin，因此Cdr6 和Cdr7 電壓被箝位在Vin/k，到t8時刻，ip等于iL1，D10 關斷。

8)狀態8［t8，t9］:在此狀態中，原邊給負載提供能量，iL1和ip相等。

2.2 滯后型箝位支路工作工程分析

加入箝位二極管輔助支路的滯后型變換器電路圖見圖4，工作過程見圖5。

圖4 加入箝位二極管輔助支路的滯后型變換器Fig.4 Legging type converter with clamping diodes auxiliary branch

圖5 加入箝位二極管的滯后型變換器工作波形Fig.5 Working waveform of legging type converter with clamping diodes

1)狀態1［t0，t1］:在t0時刻以前，V1，V4和D6，D7 導通。在t0時刻，V1 關斷，諧振電感上的電流iL1對C1 充電，對C2 放電，由于有C1 和C2，V1 為0 電壓關斷，D10 導通續流，原邊電流與諧振電感電流的差值即為D10 電流。

2)狀態2［t1，t2］:t1時刻，C2 的電壓降為0，D2 自然導通，此時可以0 電壓開V2。Cdr5 和Cdr8 繼續放電，iL1和變壓器原邊電流ip繼續下降，D10 繼續導通續流。

3)狀態3［t2，t3］:t2時刻，Cdr5 和Cdr8 完全放電，D5 和D8 導通，4 個整流二極管都導通，副邊短接，iL1，ip處于自然續流狀態，D10 繼續導通續流。

4)狀態4［t3，t4］:t3時刻，關斷V4，ip給C3 放電，給C4 充電，iL1和ip相等，一起線性下降，由于有C2 和C4，V4 是0 電壓關斷。在此過程中，D10 仍有電流流過，直到t4時刻iL1，ip二者相等時才截止。

5)狀態5［t4，t6］:t4時刻，D3 導通，V3 能夠以0 電壓開通。t5時刻，ip由正向過0，且向負方向增加，由于ip不足以提供負載電流，D6 和D7 仍然導通，Vin全部加在L1 上，iL1和ip同時線性負增長。

6)狀態6［t6，t7］:t6時刻，D6 和D7 關斷，D5 和D8 流過全部負載電流。L1 與Cdr6 和Cdr7 諧振，給Cdr6 和Cdr7 充電，iL11和1ip繼續線性負增長。

7)狀態7［t7，t8］:t7時刻，Cdr6 和Cdr7 電壓上升到Vin/k，D9 導通，將原邊電壓箝位在Vin，因此Cdr6 和Cdr7 電壓被箝位在Vin/K，到t8時刻，ip等于iL1，D9 關斷。

8)狀態8［t8，t9］:在此狀態中，原邊給負載提供能量，iL1和ip相等。

2.3 超前型與滯后型箝位支路比較

2.3.1 超前型和滯后型箝位支路損耗比較

超前型和滯后型都能起到抑制整流橋寄生振蕩的作用，但二者也有明顯的區別。除了電路結構的不同，主要是其中起箝位作用的二極管在1 個周期內導通的次數有別。對比圖3 和圖5 可以明顯看出，在全橋電路工作的1 個周期［t0，t17］內，滯后型電路中，箝位二極管D9 和D10 各導通2 次，分別為［t7，t8］，［t9，t13］和［t0，t4］，［t15，t16］;而在超前型電路中，箝位二極管D9 和D10 則只各導通1 次，分別為［t15，t16］和［t7，t8］。

由圖5 分析可知，在滯后型電路中，雖然二極管D9 和D10 各導通2 次，但是直接起到箝位作用的分別只有1 次，即［t7，t8］和［t15，t16］，區間和超前型同(2 個二極管導通次序相反)。這就是說，變壓器滯后型和超前型2 種電路中雖箝位二極管導通次數不同，但是起到箝位作用的時間是一樣的。那么滯后型電路，2 個箝位二極管D5 和D6 就各有1 次導通是多余的，分別為［t9，t13］和［t15，t16］時段。

分析可知，變壓器滯后型電路中多余的與箝位無關的導通會帶來以下缺點:

1)在原邊電壓為0 時(即0 狀態)，諧振電感被箝位二極管短路，其電流保持不變，在電感、箝位二極管和開關管中產生較大的導通損耗;

2)增加了箝位二極管的電流有效值和關斷損耗;增加了電路的損耗，不利于效率的提高。

3)滯后型變換器中，由于箝位二極管支路的導通，使得iL1下降不大，而在超前型變換器中，由于L1 要與C1，C2 諧振工作，故iL1下降很大，所以超前型變換器減小了占空比D 的丟失，所以在設計電路參數時，可適當增加變壓器TR1 的初、次級匝比，就能進一步降低變換器的通態損耗，提高變換器的效率。

2.3.2 超前型和滯后型箝位支路實現零壓開通難易程度比較

由前面分析可知，當滯后型變換器中超前管關斷時，箝位二極管支路導通，基本將L1 短路，故實現超前管ZVS 的能量單獨依靠L2 提供。當超前型變換器中超前管關斷時，L1 和L2 將參與諧振，故在超前臂換流過程中，能量關系是L1，L2 和整流二極管上的剩余電荷對C1，C2 充放電，實現超前臂的0 電壓開通。超前型變換器較滯后型變換器更容易實現超前臂的0 電壓開通。

滯后型變換器的滯后管關斷時，由于L1 基本被箝位二極管支路所短路，iL1 基本保持不變，即為滯后臂實現ZVS 所提供的能量并未衰減，有利于滯后臂實現0 電壓開通。

而在超前型變換器的超前管關斷時，箝位二極管支路并未導通，L1 與C1 和C2 發生諧振，當滯后管關斷時，iL1已諧振下降了一些，故提供滯后臂0電壓開通的能量也衰減了一些，但iL1 的下降減小了電路中的環流，降低了電路中的通態損耗，有利于變換器效率的提高。

綜上分析可知，滯后型變換器比超前型變換器更容易實現滯后臂的ZVS，但超前型變換器的通態損耗比滯后型變換器的要小一些，有利于提高變換器的效率。

綜上所述，超前型箝位輔助諧振支路的移相全橋變換器通態損耗小，變換器效率高，相比滯后型箝位更適用于艦船中大功率DC/DC 拓撲結構。

3 超前型箝位支路仿真與實驗結果

3.1 仿真與實驗參數

為驗證理論的正確性，對超前型箝位輔助諧振支路移相全橋變換器進行了電路仿真(PSPICE 仿真模型見圖6)，并設計了1 臺7.5 kW 樣機。本文設計的樣機的主要參數如下:Vin=350 ～650 V，V0=230 V，Pout=7 500 W，K=17∶18，f=10 kHz，L1=10 μH，L2=1.5 mH，C1=C2=2 700 pF，C3=C4=1 500 pF，C6=6 600 μF。

圖6 超前型箝位輔助諧振支路移相全橋變換器仿真模型Fig.6 Simulation model of leading type clamping auxiliary resonant branch phase-shifted ful1-bridge converter

3.2 仿真波形

圖7 為變壓器、諧振電感和箝位二極管仿真電流波形，仿真結果與上文分析一致，箝位二極管在1 個開關周期僅導通1 次。

圖7 變壓器、諧振電感和箝位二極管仿真電流波形Fig.7 Simulation current waveforms of transformer，resonant inductance and clamping diodes

由圖8 可見，未加箝位二極管變壓器原方電壓存在很大電壓尖峰，加入箝位二極管后變壓器原方電壓尖峰大大減小。

圖8 無箝位和有箝位變壓器原邊電壓仿真波形Fig.8 Primary voltage simulation waveforms oftransformer with and without clamping diodes

3.3 實驗波形

圖9 為超前臂的ZVS 波形，圖10 為滯后臂的ZVS 波形。輸入電壓為500 V，由圖9 和圖10 可以看出變換器的超前臂和滯后臂都可以實現0 電壓開通。

圖9 樣機超前橋臂V1 驅動及V1 電壓試驗波形Fig.9 Prototype test waveforms of leading bridge V1 drive and V1 Voltage

圖10 樣機滯后橋臂V3 驅動及V3 電壓試驗波形Fig.10 Prototype test waveforms of legging bridge V1 drive and V1 Voltage

圖11 為變壓器原邊波形。與仿真結果一致，由于副邊整流二極管的反向恢復和寄生電容造成的振蕩感應到變壓器原邊，但由于箝位二極管作用尖峰電壓衰減了許多。

圖11 樣機變壓器原邊電壓試驗波形Fig.11 Prototype test waveforms of transformer primary voltage

圖12 為超前型箝位和滯后型箝位效率對比曲線，虛線為超前型效率曲線，實線為滯后型效率曲線，可見采用超前型箝位電路效率明顯高于滯后型箝位電路效率。

圖12 超前型箝位和滯后型箝位效率對比曲線Fig.12 Leading clamping and legging clamping efficiency comparison curves

4 結 語

本文分析了2 種原邊帶箝位二極管的移相全橋變換器拓撲電路，從工作過程、損耗大小、效率高低等方面對其進行了比較，并通過仿真和實驗對理論分析進行了驗證。超前型箝位二極管移相全橋變換器在保留滯后型變換器優點的同時，有效地抑制了輸出整流二極管上的電壓振蕩，減小了電壓尖峰，減小了電路損耗，提高了系統變換效率。

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