低副瓣機載天線陣設計與實現(xiàn)

張萬玉，伍 濱，張 釗

(1．總裝北京軍代局駐石家莊地區(qū)軍代室，河北石家莊050081;2．上海交通大學機械系統(tǒng)與振動國家重點實驗室，上海200240)

0 引言

隨著電子信息技術的發(fā)展，作戰(zhàn)區(qū)域的電磁環(huán)境越來越復雜，電子干擾威脅越來越嚴重。雙方對電磁控制權的爭奪，可以導致無線電電子設備不能正常工作、通信指揮失靈、雷達迷盲和電子制導失控等。隨著技術的發(fā)展，要求機載雷達系統(tǒng)能夠擁有更強的抗電子干擾、抗反輻射導彈、抗雷達探測、抗高速反艦導彈的低空和超低空打擊的能力。陣列天線是解決上述問題的有效的手段之一。為了有效對抗目標，提高雷達抗干擾的能力，都對雷達天線提出了低或超低副瓣陣的要求。目前，極低副瓣天線已經(jīng)成為高性能電子系統(tǒng)的一個重要組成部分，特別是雷達在有嚴重地物和電子干擾環(huán)境中有效地工作，必須采用副瓣盡可能低的天線。

以典型的中等規(guī)模C波段圓極化天線陣作為例，選取C波段圓極化天線陣指標要求為工作中央頻點 5．815 GHz、工作頻段 5．715 － 5．915 GHz(VSWR ＜2．0)，天線陣設計增益不小于 18 dBi，主波束指向交叉極化抑制超過15 dB，低副瓣設計指標為第一副瓣相對主瓣增益小于－20 dB，接下來詳細介紹C波段圓極化天線陣的設計和調試過程、仿真分析結果以及實物測試結果。

1 天線陣結構設計

實現(xiàn)低副瓣天線陣的關鍵技術分別是性能良好的饋電網(wǎng)絡和控制陣元間的互耦，參考類似天線陣饋電網(wǎng)絡設計，發(fā)現(xiàn)絕大多數(shù)天線陣采用基本的T型枝節(jié)實現(xiàn)功分的功能，在設計饋電網(wǎng)絡時采用饋電網(wǎng)絡與天線陣元在金屬地面的同一側，并且網(wǎng)絡分布于天線陣之中的布局方式，同時考慮到饋電網(wǎng)絡關于x軸和y軸都成線對稱，所以一般將饋電網(wǎng)絡分成4個4×2單元小饋電網(wǎng)絡分別設計，圖1是初步設計結果，圖中右側虛線框所示均為功分枝節(jié)結構。

圖1 常規(guī)天線陣饋電網(wǎng)絡設計結果

在工程試驗過程中經(jīng)常發(fā)現(xiàn)該種設計的單元間距稍顯局促，天線單元之間存在一定程度的互耦，而且饋電網(wǎng)絡的可用空間太小，造成饋電網(wǎng)絡和單元之間較強的互耦影響。同時為實現(xiàn)低副瓣指標，天線陣4個頂角的天線單元激勵幅度應當非常微弱，然而實際上由于來自相鄰單元和饋電網(wǎng)絡的能量耦合，這4個單元的激勵幅度大于理論值而且難以消減。為避免這種情況，本文嘗試采用缺元陣的形式，即去掉四角的4個單元。在上述常規(guī)天線陣基礎上去掉四角的4個單元后，由陣元方向圖與陣因子相乘得到的陣方向圖可見，低副瓣特性得到一定程度的改善，最重要的是消除了副瓣升高的隱患。

考慮到上述2個改進需求，在保留基本對稱特性的基礎上，確定采用“6×4－4”單元天線陣結構，即在6×4單元結構基礎上去掉四角的4個單元，單元間距取約3/4λ。

2 新型功分器設計

在功分器的選擇問題上，考慮到6×4單元天線陣若僅采用一分二功分器饋電網(wǎng)絡結構將變得非常復雜，故在設計過程中開發(fā)了一款性能良好的一分三功分器。

目前廣泛采用的三功分器有如下幾類:①采用2個或2個以上二功分器級聯(lián)構成三功分器;②采用與Wilkinson結構原理相近似的平面對稱三功分器結構，通過合理設計隔離電阻值、采用寬度漸變微帶線和采用耦合微帶線等手段，抑制三路間的不平衡，獲得良好的功率等分性能和隔離性能;③ 采用扇形微帶枝節(jié)和輻射狀放置的電阻構成寬帶多路功分結構;④由不同特征阻抗的微帶線構成多端口網(wǎng)絡，實現(xiàn)各端口良好的匹配和端口間的隔離，并由指定的端口完成三功分器的功能。

其中，第1類功分器能夠較好產(chǎn)生所需比例的功率輸出，實現(xiàn)各端口的匹配和輸出端口間的隔離，但電路占用空間較多，微帶線路徑較長，參數(shù)結果使用軟件優(yōu)化得到，且為提高隔離度而使用集總參數(shù)濾波器;第2、3類功分器匹配和隔離指標具佳，占用空間中等，通常用作等分輸出，但外形較為復雜、所加電阻數(shù)目較多，通常參數(shù)較多且某些參數(shù)與設計指標間無顯式的表達式，需通過數(shù)值計算和優(yōu)化完成設計;第4類功分器各項指標較好，外形簡單，參數(shù)較少且易于設計和優(yōu)化，能夠實現(xiàn)任意比例的功率輸出，但占用空間稍大，約需要0．5λ×0．5λ的空間，這在通常的天線陣饋電電路中是不能被接受的。

提出一種基于支線定向耦合器的新型微帶線三分支功率分配器結構，該新型功分器由2個對稱放置的支線定向耦合器組合而成;采用奇偶模激勵方法結合傳輸線理論對該新型功分器的傳輸特性進行建模和分析，并據(jù)此給出該新型功分器主要參數(shù)的設計方法。通過與實物測試結果比較，可實現(xiàn)各端口的完全匹配以及端口間的高隔離度，結構簡單緊湊，占用空間小，易于集成在微波電路系統(tǒng)和天線陣饋電系統(tǒng)之中。其結構立體效果圖如圖2所示，該結構可以看做由2個分支線定向耦合器組合而成。

圖2 新型一分三功分器結構立體效果圖

當新型三路功分器設計成等功分器情況下各端口功分比例平均，該功分器匹配特性和端口隔離特性滿足指標要求如圖3所示。

新型三路功分器的應用較好解決了饋電網(wǎng)絡的布局問題，明顯簡化的網(wǎng)絡結構，避免出現(xiàn)饋電網(wǎng)絡圍繞某些單元旋轉一周的強耦合結構，同時保證了饋電網(wǎng)絡各端口良好的匹配和端口間的隔離性能，最大程度減弱由饋電網(wǎng)絡引起反射和端口間的串擾。通過調整饋電網(wǎng)絡各端口的幅度和相位分布，最終得到了應用Wilkinson功分器、平行線耦合器和新型三功分器的初步饋電網(wǎng)絡設計結果。

圖3 新型三路功分器匹配特性和端口隔離特性仿真曲線

3 消減互耦的散射體設計

采用在天線單元附近增加金屬散射結構體的方法，改變天線單元周圍的邊界條件，并通過在散射體上設計接地電阻將耦合能量主動吸收，即金屬散射體結合接地電阻，利用有耗的散射結構接收并消耗耦合能量。其中散射體不是通過金屬過孔直接與地面相連，而是通過接地電阻與地面相連(也可以將散射體理解為一個小的微帶天線，端口接有匹配負載吸收能量)，同時金屬散射體結構并不是近距離包圍天線單元，而是僅在天線單元距離饋電網(wǎng)絡較近的地方放置，該方法利用接匹配負載的散射體良好控制了天線單元與饋電網(wǎng)絡間的互耦，在其他條件均相同的情況下，能夠使天線陣的第一副瓣電平下降約2 dB，而且不會破壞其輻射特性。

最終設計結果如圖4所示，通過調試整個天線陣所有單元邊長15．2 mm，除中心四個單元切角邊長為2．4 mm外，其余16個單元切角邊長均為2．6 mm。有一點需要注意，因原饋電網(wǎng)絡中第一級圓形Wilkinson功分器占用空間太大導致距離天線單元過近，故采用圓滑的葫蘆形替代。

圖4 應用新型功分器和有耗散射體抑制互耦的天線陣設計結果示意圖

4 仿真分析和實測結果

4.1 天線陣設計仿真結果

采用Ansoft HFSS v10．0對C波段圓極化天線陣進行建模，通過對天線陣的輸入阻抗特性進行仿真分析可以看出天線陣在整個工作頻段滿足VSWR＜1．5的指標，大部分工作頻段滿足 VSWR＜1．35。同時在天線陣中央頻點處的輻射特性仿真結果中可以看出天線陣在最大輻射方向交叉極化抑制超過16 dB，基本保持了天線單元的良好特性，在φ=0°切面相對副瓣電平均低于 －24．5 dB，在 φ=90°切面主極化分量的相對副瓣電平均低于－19．5 dB，較好實現(xiàn)預期設計指標，部分指標超額滿足要求。美中不足的是φ=90°切面第一副瓣處交叉極化分量較大，該問題雖不影響使用但值得進一步深入研究。在以上結果的基礎上，本文分別仿真分析了φ=0°切面二維直角坐標方向圖、φ=90°切面二維直角坐標方向圖、φ=0°切面二維極坐標方向圖、φ=90°切面二維極坐標方向圖，證明了該天線陣方向性穩(wěn)定，在整個工作頻段起伏很小，完全滿足指標要求。

4.2 天線陣實物測試結果

本方案選擇國產(chǎn)雙面覆銅微波板材(介電常數(shù)2．55、板材厚度1．8 mm、銅箔厚度35 um)作為基材，采用PCB工藝加工制作，表面采用鍍錫金(水金)工藝以提高導電率、減弱因金屬趨膚效應引起的損耗。

天線陣采用同軸連接器背面饋電，通過同軸線接SMA-F型接口。通過對該低副瓣天線陣的阻抗特性實物測試，可以看出其VSWR特性與仿真設計結果稍有偏差，天線的諧振點(VSWR最小的頻點)在5．715 GHz，稍低于設計指標中心頻率約100 MHz，相對偏差約 1．72%，在 5．715 GHz處VSWR=1．104，5．815 GHz處 VSWR=1．786，在5．915 GHz處 VSWR=2．403。如果不考慮中心頻點的偏差，阻抗特性的絕對帶寬(VSWR＜2．0)約為180 MHz，相對帶寬為 3．15%。

阻抗特性測試值與設計值存在一定程度偏差，通常情況下主要是由于板材實際介電常數(shù)與標稱值有一定差異導致的，這種誤差可以通過幾次“加工－測試－修正”的環(huán)節(jié)解決。

圖5與圖6為該低副瓣微帶天線陣方向性的測試結果。從測試結果可以看出，該微帶天線陣的輻射特性與計算仿真結果相當吻合，僅是在后瓣附近與仿真結果稍有出入，應該是用于固定天線的測試軟件對結果產(chǎn)生一定的影響。

圖5 中央頻點處φ=0°切面主極化與交叉極化分量方向圖

圖6 中央頻點處φ=90°切面主極化與交叉極化分量方向圖

在φ=0°切面，左旋圓極化分量的第一副瓣電平相對主瓣約為－23 dB;主瓣方向交叉極化抑制達15 dB;在φ=90°切面，左旋圓極化分量的第一副瓣電平相對主瓣約為－18 dB。

該低副瓣微帶天線陣在φ=90°切面比φ=0°切面副瓣電平指標稍差，主要是由于天線陣在該方向僅有4個陣元，對波束控制能力有限造成的;而且外層天線單元都是由平行耦合線定向耦合器耦合出的能量饋電，該結構定向耦合器的耦合系數(shù)與板材參數(shù)密切相關，聯(lián)系到之前VSWR測試結果分析，故可能是因為板材參數(shù)稍有偏差導致耦合系數(shù)與仿真結果不一致，導致副瓣電平升高。

5 結束語

該新型低副瓣微帶天線陣實現(xiàn)了預期的設計指標，研究成果能夠應用于幾乎所有頻段的微帶天線陣，低副瓣技術能夠有效降低天線間的耦合，減少無意輻射造成電磁干擾的可能，增強機載天線間的電磁兼容性。除此以外，該技術對于微波電路和低副瓣天線陣、相控陣領域也具有較高的借鑒價值和參考價值。

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